Open source - Free Energy

1
Open source: Projekt Rezonance
(c) Ing. Ladislav Kopecký, březen 2014
Tento projekt navazuje a je rozšířením a aktualizací vynálezu s názvem „Zapojení pro rezonanční
řízení jednofázového motoru“ (viz níže).
Obr. 1.
Proč Open source?
Domnívám se, že je to nejschůdnější cesta k rozšíření myšlenek obsažených v tomto dokumentu.
Věřím, že většinu zde uvedených principů by bylo možné patentovat, avšak zkušenosti ukazují, že
2
patentové úřady pracují ve prospěch velkých společností a jednotlivec bez nutných prostředků
zkrátka nemá šanci.
Tento dokument je možné volně šířit v nezměněné podobě. Komerční šíření je zakázáno.
Myšlenky a principy uvedené v tomto dokumentu nesmí být patentovány, ale je možné a žádoucí je
bezplatně aplikovat do komerčních zařízení a dále je rozvíjet. Pokud se někdo k tomu rozhodne,
měl by mi to oznámit na email: [email protected].
Většina zapojení byla ověřena pouze simulací, což sice dokazuje jejich funkčnost, avšak u
fyzických realizací nemusí fungovat úplně stejně a je pravděpodobné, že v některých případech
bude nutné provést další výzkum a vývoj.
Tento dokument je poskytován, tak jak je. Nenesu žádnou zodpovědnost za škody způsobené
aplikací zde uvedených principů a zapojení.
Rozšíření vynálezu se týká:
1. aktualizace zapojení oscilátoru se sériovým rezonančním LC obvodem z patentu č. 296 623,
2. zapojení oscilátoru se sériovým rezonančním LC obvodem s jedním spínacím prvkem,
3. zapojení oscilátoru s paralelním rezonančním LC obvodem,
4. rozšíření všech tří typů oscilátorů pro vícefázové rezonanční řízení,
5. regulace proudu oscilátorů,
6. zapojení elektronického přepínače,
7. metody rezonančního řízení stejnosměrného motoru s elektronickou komutací,
8. regulace proudu s vypínáním v nule napětí,
9. regulace proudu s vypínáním v nule proudu,
10. frekvenčně nezávislého pousouvače fází,
11. frekvenčního měniče v souvislosti s rezonančním řízením a
12. použití jednotlivých typů oscilátorů
1. Aktualizace oscilátoru z původního vynálezu
X2
VCC
V3
U1
Uc
OUT
C2
5m
IN
10n
LM2903
GND
C1
1µ
X1
O+
SENSE
OI+
.tran 5m startup
.include LM2903.5_1
I-
12
V1
L1
R3
3k3
Uin
12
V2
V+
Obr. 2. Oscilátor s elektronickým přepínačem v půlmůstkovém zapojení
24
3
V(uc)
280V
V(uin)
I(L1)
3.0A
240V
2.5A
200V
2.0A
160V
1.5A
120V
1.0A
80V
0.5A
40V
0.0A
0V
-0.5A
-40V
-1.0A
-80V
-1.5A
-120V
-2.0A
-160V
-2.5A
-200V
0.0ms
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
4.0ms
4.5ms
-3.0A
5.0ms
Obr. 3. Výstup simulace zapojení na obr. 2
Na obr. 2 vidíme zapojení oscilátoru, jež je obdobou zapojení v původním patentu (obr. 1). Funkce
je shodná a došlo k následujícím úpravám: byl vypuštěn zesilovač (11). Rezistor (10) byl nahrazen
obecným snímacím prvkem X1, který převádí proud na napětí. Nemusí to tedy být jen rezistor, ale
také například měřicí transformátor proudu nebo převodník proud – napětí např. s Hallovou sondou
nebo založený na nějakém jiném fyzikálním principu. Dále ve schématu oscilátoru na obr. 2 přibyl
kondenzátor C2, jehož úkolem je překlenout krátký časový úsek, kdy oba spínače přepínače X2
nevedou. (Poznámka: Tomuto časovému úseku se říká „dead time“ a má za úkol zabránit tomu, aby
oba spínače byly sepnuty současně, čímž by došlo ke zkratu.)
Na obr. 3 máme zobrazen grafický výstup simulace, kde je zobrazen průběh proudu cívkou L1,
napětí na kondenzátoru C1 a průběh napětí na výstupu komparátoru U1 resp. na vstupu
elektronického přepínače X2.
Další variantou oscilátoru je zapojení, kde elektronické spínače tvoří úplný H-můstek (obr. 4).
X2
Uin
L1
C1
OUT
I+
C2
IN
10n
LM2903
X1
O+
SENSE
O-
U1
12
V2
R3
3k3
V+
Uc
VCC
V3
X3
V+
GND
5m
1µ
V1
VCC
24
OUT
I-
C3
IN
10n
GND
12
.include LM2903.5_1
.tran 5m startup
Obr. 4. Oscilátor s elektronickými přepínači v celomůstkovém zapojení
4
V(uc)
560V
V(uin)
I(L1)
6A
480V
5A
400V
4A
320V
3A
240V
2A
160V
1A
80V
0A
0V
-1A
-80V
-2A
-160V
-3A
-240V
-4A
-320V
-5A
-400V
0.0ms
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
4.0ms
4.5ms
-6A
5.0ms
Obr. 5. Výstup simulace zapojení na obr. 4
V zapojení na obr. 4 nám přibyl druhý elektronický přepínač X3, který spíná v protifázi vůči
přepínači X2. Snímač proudu X1 není spojen přímo se zemí, proto nemůže být použit prostý
rezistor, ale musí být použit převodník s galvanickým oddělením, např. měřicí transformátor
proudu.
2. Oscilátor s jedním elektronickým spínačem
V1
X1
L2
VCC
V3
U1
12
V2
24
12m
R3
3k3
OUT
C2
L1
IN
LM2903
1µ
Uin
5m
GND
Uc
C1
.include LM2903.5_1
1µ
X2
O+
SENSE
OI+
12
I-
.tran 5m startup
Obr. 6. Oscilátor s jedním spínacím prvkem
Pokud chceme ušetřit horní spínač elektronického půlmůstkového přepínače, můžeme jej nahradit
indukčností. V tomto případě je funkce oscilátoru velmi podobná jako při použití dvou spínačů. Po
5
zapnutí napájení je spínač X1 vypnut a kondenzátor C1 se nabíjí přes cívky L1 a L2. Průběh proudu
je sinusový. Jakmile je dokončena kladná půlvlna sinusoidy, směr proudu v LC obvodu se obrátí na
neinvertujícím vstupu komparátoru U1 se objeví záporné napětí, jež vyvolá jeho přepnutí do logické
nuly a sepnutí spínače X1. Během této fáze pracovního cyklu oscilátoru teče přes spínač X1 do
země nejen vybíjecí proud kondenzátoru C1 přes cívku L1, ale také proud ze zdroje V1 přes cívku
L2. Po dokončení záporné půlvlny sinusoidy je spínač X1 opět vypnut a energie, jež se nahromadila
v cívce L2 během doby, kdy byl spínač X2 sepnut, se skokově vybije do kondenzátoru C2. Na
dalším obrázku máme zobrazeny průběhy napětí a proudů v tomto oscilátoru.
V(uc)
150V
V(uin)
I(L1)
2.4A
2.0A
120V
1.6A
90V
1.2A
60V
0.8A
30V
0.4A
0V
0.0A
-30V
-0.4A
-60V
-0.8A
-90V
-1.2A
-120V
-150V
0.0ms
-1.6A
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
4.0ms
4.5ms
-2.0A
5.0ms
Obr. 7. Výstup simulace zapojení podle obr. 6
Hodnotou indukčnosti cívky L2 můžeme do jisté míry regulovat amplitudu proudu. Platí však
zásada, že hodnoty indukčností L1 a L2 by se neměly příliš lišit. Hodnotu kapacity kondenzátoru
C2 volíme raději větší s ohledem na maximální závěrné napětí spínače X2. Pokud bychom zvolili
kapacitu kondenzátoru C2 příliš malou, po rozpojení spínače X2 by napětí na něm skokově dosáhlo
nebezpečně vysoké hodnoty, která by mohla zničit spínač X2 a/nebo kondenzátor C2.
Pokud použijeme dva dolní spínače, přičemž první z nich (X1) spíná při Uin ≤ 0 a druhý (X2) spíná
při Uin > 0, a další kondenzátor a cívky, můžeme mít celomůstkové řízení pouze se dvěma dolními
spínači (obr. 8). V tomto případě je pracovní indukčnost L5 zapojena do diagonály můstku mezi
rezonanční kondenzátor (C1, C3) a rezonanční cívku (L1, L4). Toto zapojení oscilátoru můžeme
použít například pro řízení jednofázového indukčního motoru.
6
V1
X1
X2
L2
VCC
VCC
V3
U1
R3
3k3
VCC
24
OUT
C2
1µ
GND
Uin
VCC
12m
OUT
IN
12
V2
L1
L4
5m L5
5m
C4
IN
1µ
GND
Uc
5m
C1
12
L3
12m
.include LM2903.5_1
1µ
LM2903
.tran 5m startup
C3
1µ
R1
.22
Obr. 8. Zapojení jednofázového oscilátoru se dvěma dolními spínači
V(uc)
150V
V(uin)
I(L5)
2.4A
2.0A
120V
1.6A
90V
1.2A
60V
0.8A
0.4A
30V
0.0A
0V
-0.4A
-30V
-0.8A
-1.2A
-60V
-1.6A
-90V
-2.0A
-120V
0.0ms
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
4.0ms
4.5ms
Obr. 9. Výstup simulace zapojení podle obr. 8
3. Zapojení oscilátoru s paralelním rezonančním LC obvodem
-2.4A
5.0ms
7
L2
SW-Hi
DRV
48
V1
50µ
S1
L1
Uc
X1
50µ
100µ
I+
O+
SENSE
O-
C1
I-
.tran 5m startup
.include LM2903.5_1
.model SW-Hi SW(Ron=.001 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4)
R4
V3
R2
3k3
12
.lib opamp.sub
100k
U2
U1
LM2903
C2
R5
4n7
100
Obr. 10. Oscilátor s paralelním LC obvodem a horním spínačem
Na obr. 10 máme zapojení oscilátoru s paralelním rezonančním LC obvodem a horním spínačem.
Na dalším obrázku je zobrazen průběh proudu rezonanční cívkou L1, napětí na rezonančním
kondenzátoru C1 a průběh řídicího signálu RDV pro ovládání spínače S1. Všimněte si, že řídicí
signál DRV je ve fázi s napětím na rezonančním kondenzátoru, zatímco u sériové rezonance je
řídicí signál ve fázi s proudem. Tento oscilátor funguje následovně: Pomocí převodníku X1 proudnapětí, jenž může být tvořen buď rezistorem, nebo měřicím transformátorem proudu, nebo
převodníkem s Hallovou sondou, je proud procházející rezonančním obvodem převeden na
napěťový harmonický signál, který je pomocí derivačního obvodu posunut o 90º. Derivační obvod
je tvořen operačním zesilovačem U2, rezistory R4, R5 a kondenzátorem C2. Fázově posunutý
signál z výstupu derivátoru je přiveden na invertující vstup komparátoru U1, který vytváří řídicí
signál DRV pro spínač S1.
V(drv)
100V
V(uc)
I(L1)
180A
80V
150A
60V
120A
40V
90A
20V
60A
0V
30A
-20V
0A
-40V
-30A
-60V
-60A
-80V
-90A
-100V
-120A
-120V
0.0ms
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
Obr. 11. Výstup simulace zapojení podle obr. 10
4.0ms
4.5ms
-150A
5.0ms
8
Výhodou zapojení oscilátoru na obr. 10 je to, že jako převodník proud-napětí (X1) můžeme použít
obyčejný rezistor. Nevýhodou je nutnost použít horní spínač (S1), který je konstrukčně náročnější
než dolní spínač. Tyto vlastnosti předurčují použití tohoto oscilátoru v aplikacích s nižšími výkony.
Pokud chceme oscilátor s paralelním rezonančním obvodem použít pro vyšší výkony, použijeme
oscilátor s dolním spínačem, jehož schéma zapojení najdete na obr. 12.
L2
L1
.lib opamp.sub
5µ
X1
O+
SENSE
O-
C1
100
Rser=.1
I-
.include LM2903.5_1
V1
I+
5µ
100µ
SW-Lo
DRV
.model SW-Lo SW(Ron=.001 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4)
S1
R4
V3
R2
3k3
12
47k
U2
U1
LM2903
.tran 2m startup
C2
R5
1n
100
Obr. 12. Oscilátor s paralelním LC obvodem a dolním spínačem
V(drv)
210V
V(N001,N005)
I(L1)
600A
180V
500A
150V
400A
120V
300A
90V
200A
60V
100A
30V
0A
0V
-100A
-30V
-200A
-60V
-300A
-90V
-400A
-120V
-500A
-150V
0.0ms
0.2ms
0.4ms
0.6ms
0.8ms
1.0ms
1.2ms
1.4ms
1.6ms
1.8ms
-600A
2.0ms
Obr. 13. Výstup simulace zapojení podle obr. 12
U zapojení oscilátoru s dolním spínačem s výhodou použijeme měřicí transformátor proudu jako
převodník proud-napětí.
9
4. Rozšíření oscilátorů pro vícefázové rezonanční řízení
Motory větších výkonů bývají zpravidla trojfázové, ale ve speciálních případech se mohou
vyskytnout i motory dvoufázové. Tato skutečnost byla motivací k vytvoření vícefázových
oscilátorů.
4.1. Dvoufázové řízení
U dvoufázového oscilátoru je fázový posun mezi oběma fázemi 90º. První fázi tvoří oscilátor buď
podle obr. 2, nebo obr. 6, nebo obr. 10, nebo 12. Druhá fáze je řízena signálem, který je posunut o
90º. Požadovaného fázového posunu může být dosaženo buď tak, že řídicí signál je odvozen od
napětí Uc na kondenzátoru C1 (obr. 2 a 6), nebo je signál odvozen od řídicího signálu pro první fázi
a fázového posunu je dosaženo speciálním obvodem (zpravidla derivátorem).
X2
VCC
V3
U1
12
V2
R3
3k3
V+
V+
L1
C1
5m
1µ
OUT
I+
C2
IN
OUT
I-
10n
LM2903
VCC
24
X1
O+
SENSE
O-
VCC
V+
V1
X3
C3
IN
10n
GND
GND
12
VSS
V+
VCC
X5
VCC
R2
1meg
U2
R1
3k3
V+
L2
C4
5m
1µ
OUT
VCC
OUT
C5
IN
LM2903
R4
X6
V+
10n
C6
IN
10n
GND
GND
4k7
.tran 5m startup
.include LM2903.5_1
VSS
Obr. 14. Dvoufázový oscilátor s elektronickými přepínači v celomůstkovém zapojení
10
I(L1)
6A
I(L2)
5A
4A
3A
2A
1A
0A
-1A
-2A
-3A
-4A
-5A
-6A
0.0ms
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
4.0ms
4.5ms
5.0ms
Obr. 15. Průběhy proudů cívkami L1 a L2 u dvoufázového oscilátoru
V+
Na obr. 14 můžete vidět příklad zapojení dvoufázového oscilátoru s úplnými H-můstky a s fázovým
posunem odvozeným od napětí Uc na kondenzátoru C1.
Na obr. 16 máme příklad zapojení dvoufázového oscilátoru s přepínači v půlmůstkovém zapojení
s derivačním obvodem pro vytvoření fázového posunu 90º. Všimněte si, že v druhém případě (obr.
16 a 17) jsou amplitudy proudů zhruba poloviční oproti zapojení na obr. 14.
X2
VCC
V+
VCC
V3
U1
V1
L1
R3
3k3
Uc
OUT
C2
24
5m
IN
10n
LM2903
Uin
GND
1µ
.tran 5m startup
.include LM2903.5_1
X1
O+
SENSE
O-
R2
1K
VCC
R1
C5
X3
I-
.lib opamp.sub
VCC
I+
VSS
V+
12
C1
VCC
12
V2
V+
L2
R4
33k
U2
U3
OUT
3k3
C4
5m
IN
10n
LM2903
10n
VSS
GND
Obr. 16. Dvoufázový oscilátor s elektronickými přepínači v půlmůstkovém zapojení
C3
1µ
11
I(L1)
3.0A
I(L2)
2.5A
2.0A
1.5A
1.0A
0.5A
0.0A
-0.5A
-1.0A
-1.5A
-2.0A
-2.5A
-3.0A
0.0ms
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
4.0ms
4.5ms
5.0ms
Obr. 17. Průběhy proudů cívkami L1 a L2 u dvoufázového oscilátoru dle obr. 16
4.2. Trojfázové řízení
Z aplikačního hlediska má největší význam trojfázový oscilátor, jehož realizace je bohužel
složitější, protože vytvořit fázový posun 120º je obtížnější než vytvořit fázový posun 90º. Pokud
potřebujeme rezonančně řídit motor s omezenou regulací otáček, lze poměrně jednoduše příslušné
fázové posuny vytvořit pomocí RC členů a operačního zesilovače (viz obr. 20). Pokud potřebujeme
měnit otáčky pomocí změn kapacit rezonančních kondenzátorů, musíme zároveň přepínat buď
hodnoty rezistorů, nebo kondenzátorů u RC členů. Tyto hodnoty musí odpovídat rezonančním
frekvencím oscilátoru. Pokud stupňů regulace otáček není mnoho, je toto řešení poměrně
jednoduché a levné. V případě, že potřebujeme regulovat otáčky jemně v mnoha krocích s různými
kombinacemi rezonančních kapacit, je vhodnější fázové posuny vytvořit pomocí mikrokontroléru,
přičemž si vystačíme s levným mikrokontrolérem, neboť se jedná o velmi jednoduchý algoritmus,
který spočívá ve změření poloviny periody oscilací, jednoduchém výpočtu zpoždění pro posuny fází
a v ovládání dvou výstupů pro řízení elektronických přepínačů fází 2 a 3.
12
.include LM2903.5_1
X1
VCC
VCC
V1
X2
V+
X3
V+
VCC
V5
V+
VCC
24
R1
OUT
3k3
U1
OUT
C4
C5
IN
12
V2
2.F
LM2903
C6
IN
3.F
10n
GND
OUT
IN
10n
10n
GND
GND
I+
X4
O+
SENSE
O-
12
C3
I-
VSS
X5
IN
C1
2.F
3.F
2.F
3.F
VSS
L3
82µ
L1
VCC
GND
VSS
VCC
82µ
100m
100m
C2
82µ
.tran 100m startup
L2
100m
Obr. 18. Trojfázový oscilátor s cívkami zapojenými do hvězdy
I(L1)
1.8A
I(L2)
I(L3)
1.5A
1.2A
0.9A
0.6A
0.3A
0.0A
-0.3A
-0.6A
-0.9A
-1.2A
-1.5A
-1.8A
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
70ms
80ms
90ms
Obr. 19. Průběhy proudů cívkami L1, L2 a L3 u trojfázového oscilátoru dle obr. 18
100ms
13
VCC
R3
3k3
U2
GND
2.F
LM2903
.include LM2903.5_1
VSS
.lib opamp.sub
U1
IN
VCC
R1
R2
49k9
49k9
C1
C2
100n
100n
R4
3k3
U3
3.F
VSS
LM2903
Obr. 20. Jednoduchý obvod pro fázové posuny po 120 stupních
Trojfázový motor můžeme rezonančně řídit také pomocí oscilátorů s jedním spínačem (obr. 21 a
22). Všimněte si, že cívky L1, l2 a L3 jsou zapojeny do hvězdy jako u běžného trojfázového
motoru.
.include LM2903.5_1
X1
VCC
V1
U1
12
V2
R1
3k3
X2
L4
VCC
100m
OUT
100m
C4
GND
C1
82µ
X4
O+
SENSE
O-
C6
IN
3.F
100µ
GND
24
C2
IN
100µ
GND
C3
82µ
82µ
L1
L2
L3
100m
100m
100m
I+
12
100m
OUT
C5
2.F
100µ
L6
VCC
OUT
IN
LM2903
V5
X3
L5
VCC
X5
IN
VCC
VSS
VCC
GND
VSS
2.F
3.F
2.F
3.F
.tran 100m startup
I-
VSS
Obr. 21. Zapojení trojfázového oscilátoru se třemi dolními spínači
14
I(L1)
1.8A
I(L2)
I(L3)
1.5A
1.2A
0.9A
0.6A
0.3A
0.0A
-0.3A
-0.6A
-0.9A
-1.2A
-1.5A
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
70ms
80ms
90ms
100ms
Obr. 22. Výstup simulace zapojení podle obr. 21
Pokud máme motor zapojený do trojúhelníku, můžeme použít např. zapojení podle obr. 23.
.include LM2903.5_1
X1
VCC
V1
U1
12
V2
R1
3k3
X2
L4
VCC
100m
OUT
C4
L1
10µ
2.F
12
10µ
L2
X5
X4
O+
SENSE
O-
100m
100m
C1
82µ
L3
.tran 100m startup
C2
C3
82µ
82µ
L8
I-
VSS
VCC
GND
VSS
10µ
GND
I+
VCC
2.F
3.F
IN
L9
100m
2.F
3.F
3.F
100m
GND
L7
VSS
24
C6
IN
100m
GND
IN
100m
OUT
C5
IN
LM2903
L6
VCC
100m
OUT
V5
X3
L5
VCC
100m
Obr. 23. Rezonanční řízení trojfázového motoru zapojeného do trojúhelníku
Na obr. 24 máme zobrazen grafický výstup simulace obvodu z obr. 23. Všimněte si, že oproti
zapojení do hvězdy (cca 55Hz) je frekvence více než dvojnásobná (115Hz). Proto jsme museli
upravit hodnoty odporů obvodu na obr. 20 pro posouvání fází. Hodnoty odporů R1, R2 jsme
změnili na 24kΩ, aby RC členy při změněné frekvenci posouvaly fázi o 60°.
15
I(L7)
1.2A
I(L8)
I(L9)
1.0A
0.8A
0.6A
0.4A
0.2A
0.0A
-0.2A
-0.4A
-0.6A
-0.8A
-1.0A
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
70ms
80ms
90ms
100ms
Obr. 24. Výstup simulace zapojení podle obr. 23
5. Regulace proudu v oscilátoru
U motorů, indukčních vařičů, pecí a dalších silových zařízení obvykle potřebujeme řídit výkon.
Nyní probereme možnosti, jak řídit výkon resp. proud v oscilátorech, které jsou předmětem tohoto
vynálezu. Začneme oscilátorem v půlmůstkovém zapojení podle obr. 2. Nejjednodušší způsob řízení
proudu v rezonančním obvodu spočívá v použití komparátoru s hysterezí, jenž dostává informaci o
velikosti proudu tekoucího sérovým rezonančním LC obvodem, jak ukazují obr. 25 a 26:
X1
VCC
VCC
V2
LM2903
U1
12
V4
V+
D1
R3
3k3
OUT
OUT
C2
IN
10n
/SD
V1
1N5819
SD
D2
L1
5m
GND
1N5819
12
VSS
C1
1µ
VCC
.tran 5m uic
U2
R5
3k3
R2
.33
LM2903
R1
110k
VSS
R4
5k1
.include LM2903.5_1
Obr. 25. Omezovač proudu oscilátoru v půlmůstkovém zapojení
24
16
V(/sd)
28V
V(out)
I(L1)
2.0A
24V
1.6A
20V
1.2A
16V
0.8A
12V
0.4A
8V
0.0A
4V
-0.4A
0V
-0.8A
-4V
-1.2A
-8V
-1.6A
-12V
0.0ms
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
4.0ms
4.5ms
-2.0A
5.0ms
Obr. 26. Výstup simulace zapojení podle obr. 21
Výše uvedené zapojení je výhodné zejména pro svou jednoduchost. Nevýhodou je, že potřebuje
dostatečně velký signál od proudu LC obvodem, jinak hrozí nebezpečí, že oscilátor přestane kmitat.
Tuto nevýhodu odstraňuje další zapojení, které najdete na obr. 27.
D2
X2
VCC
V3
LM2903
U1
R3
3k3
V+
1N5819
L1
OUT
24
OUT
C2
IN
12
D1
V1
A1
D3
5m
10n
/SD
SD
1N5819
GND
C1
1µ
1N5819
R2
.33
A4
PRE
.include LM2903.5_1
D
Q
CLK
CLR
Q
LM2903
R1
3k3
V2
.tran 5m startup
U2
.5
Obr. 27. Omezovač proudu oscilátoru v půlmůstkovém zapojení – verze 2
V tomto zapojení je rovněž použit komparátor U2 pro vyhodnocení nadproudu, který je však zde
bez hystereze. Výstup komparátoru nuluje klopný obvod A4, jehož výstup je přiveden na vstup SD
(Shut Down) přepínače X2. Po dokončení kladné půlvlny pracovního cyklu oscilátoru je klopný
obvod nastaven do původní polohy (výstup Q = log. 1).
17
V(/sd)
26V
V(out)
I(L1)
2.8A
24V
2.4A
22V
2.0A
20V
1.6A
18V
1.2A
16V
0.8A
14V
0.4A
12V
0.0A
10V
-0.4A
8V
-0.8A
6V
-1.2A
4V
-1.6A
2V
-2.0A
0V
-2.4A
-2V
0.0ms
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
4.0ms
-2.8A
5.0ms
4.5ms
Obr. 28. Výstup simulace zapojení podle obr. 27
Pro regulaci proudu u celomůstkového zapojení oscilátoru a u vícefázových oscilátorů použijeme
odlišnou metodu. Pro omezení proudu použijeme komparátor, jehož výstup připojíme na blokovací
vstupy /SD přepínačů X2 a X3. Nejdříve budeme tuto metodu aplikovat na celomůstkový
jednofázový oscilátor. Regulátor proudu (obr. 29) byl doplněn o filtrační RCD člen (R1, R9, C8,
D5) u měření proudu, abychom omezili rychlost vypínání přepínačů.
R3
U1
12
V2
D2
MBRS340
L1
3k3
Uc
C1
OUT
I+
C2
IN
D1
LM2903
10n
SD
D4
5m
MBRS340
1µ
V1
X3
VCC
V+
MBRS340
24
OUT
I-
C3
IN
D3
10n
GND
GND
12
SD
VCC
V3
V+
X1
O+
SENSE
O-
X2
VCC
VCC
MBRS340
VSS
R9
R1
100k
R6
3K3
D5
470
/SD
470
.tran 5m startup
.include LM2903.5_1
R5
.33
1N5819
C8
10n V4
.3
U3
R8
R7
1meg
Obr. 29. Celomůstkový jednofázový oscilátor s regulací proudu
LM2903
18
V(/sd)
12V
I(L1)
2.4A
11V
2.0A
10V
1.6A
9V
1.2A
8V
0.8A
7V
0.4A
6V
0.0A
5V
-0.4A
4V
-0.8A
3V
-1.2A
2V
-1.6A
1V
-2.0A
0V
0.0ms
0.5ms
1.0ms
1.5ms
2.0ms
2.5ms
3.0ms
3.5ms
4.0ms
-2.4A
5.0ms
4.5ms
Obr. 30. Výstup simulace zapojení podle obr. 29
.include LM2903.5_1
X1
VCC
VCC
V1
R1
3k3
U1
MBRS360
C4
LM2903
D2
2.F
C5
IN
10n
D4
10n
GND
3.F
MBRS360
GND
SD
C6 D6
IN
10n
SD
GND
MBRS360
/SD
MBRS360
X4
O+
SENSE
O-
C3
I-
VSS
60
OUT
I+
12
MBRS360
OUT
IN
V4
D5
V+
MBRS360
OUT
SD
X3
VCC
D3
V+
VCC
12
V2
X2
VCC
D1
V+
X5
IN
VCC
VSS
2.F
3.F
82µ
C1
2.F
3.F
L3
82µ
100m
L1
VCC
GND
VSS
100m
C2
L2
100m
R3
.tran 100m startup
R2
.22
100k
R4
3K3
LM2903
82µ
470
V3
.3
U2
R6
R5
1meg
C7
100n
Obr. 31. Trojfázový oscilátor s regulací proudu
19
V(/sd)
12V
I(L1)
I(L2)
I(L3)
3.6A
11V
3.0A
10V
2.4A
9V
1.8A
8V
1.2A
7V
0.6A
6V
0.0A
5V
-0.6A
4V
-1.2A
3V
-1.8A
2V
-2.4A
1V
-3.0A
0V
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
70ms
80ms
90ms
-3.6A
100ms
Obr. 32. Výstup simulace zapojení podle obr. 31
6. Zapojení elektronického přepínače
D1
V+
1N5819
R5
1k
Q2
2N3904
VCC
C1
100p
R6
R2
470
Q1
2N3906
U2
Q3
2N3904
47k
C2
M2
100n
D5
BSC12DN20NS3
BZX84C12L
PC817D
OUT
R3
470
IN
D3
U1
1N5819
R8
1k
Q5
2N3904
M1
C3
100p
R4
47k
BSC12DN20NS3
PC817D
Q6
2N3904
Q4
2N3906
D2
GND
BZX84C12L
Obr. 33. Elektronický přepínač – základní zapojení
Na obr. 33 máme základní zapojení elektronického přepínače. Toto zapojení bylo vyvinuto
speciálně pro rezonanční řízení motorů, kde není nutná vysoká rychlost spínání, s důrazem na co
nejnižší cenu. Nyní si popíšeme funkci přepínače. Je-li na vstupu IN napětí představující logickou
jedničku, jsou sepnuty oba vstupní tranzistory Q3 a Q6. To má za následek, že diodou optočlenu U2
20
neteče proud, což způsobí, že sepne tranzistor Q2 a výkonový transistor M2 typu N-MOS.
Kondenzátor C2 spolu s diodou D1 zajistí dostatečně vysoké napětí pro bezpečné sepnutí
tranzistoru M2. Zenerova dioda D5 chrání gate tranzistoru před přepětím.
Naproti tomu u dolního spínače je transistor Q6 zapojen do série s optočlenem U1, takže po sepnutí
Q6 vede dioda optočlenu U1, jehož tranzistor způsobí sepnutí tranzistoru Q4 a vypnutí výkonového
tanzistoru M1. U elektronických přepínačů musí být zajištěno, aby nevedly oba tranzistory
současně, proto se zavádí zpoždění sepnutí spínačů. V tomto případě je to zajištěno charakteristikou
optočlenů: optočleny vypínají pomaleji a spínají rychleji. Ukážeme si to na testovacím obvodu (obr.
34), který jsme vytvořili na základě zapojení na obr. 33.
D1
V+
1N5819
R5
1k
Q2
2N3904
V3
24
C2
M2
VCC
V2
100n
R2
C1
12
100p
R6
470
Q1
2N3906
U2
Q3
2N3904
47k
D5
BSC12DN20NS3
BZX84C12L
OUT
PC817D
R1
10
IN
V1
R3
470
D3
R8
U1
1k
Q5
2N3904
1N5819
M1
C3
PULSE(0 12 0 10n 10n 20u 40u)
100p
R4
R7
10
BSC12DN20NS3
Q4
2N3906
PC817D
Q6
2N3904
47k
D2
GND
.tran 100u
BZX84C12L
Obr. 34. Testovací obvod elektronického přepínače
V(in)
12V
I(R1)
I(R7)
2.4A
2.2A
11V
2.0A
10V
1.8A
9V
1.6A
8V
1.4A
7V
1.2A
6V
1.0A
5V
0.8A
4V
0.6A
3V
0.4A
2V
0.2A
1V
0V
0µs
0.0A
10µs
20µs
30µs
40µs
50µs
60µs
70µs
Obr. 35. Výstup simulace obvodu podle obr. 34
80µs
90µs
-0.2A
100µs
21
7. Rezonanční řízení BLDC motoru
Stejnosměrný motor s elektronickou komutací, známý pod zkratkou BLDC, lze rezonančně řídit
také, ale nemůžeme k tomu použít žádný z výše popsaných oscilátorů, neboť spínání proudu do
jednotlivých fází statorového vinutí motoru pomocí elektronických spínačů je odvozeno od polohy
hřídele. Ke zjištění polohy hřídele se často používají dvoustavové snímače polohy. Proto pro
rezonanční řízení motorů tohoto typu použijeme metodu, jejíž princip je zřejmý z obr. 36 a 37.
VCC
V1
12
V2
GND
.tran 150m startup
.model SW-Hi SW(Ron=.001 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4)
VCC
X1
VCC
X2
V+
L1
12
VCO
24
C2
2µ2
SW-Hi
1µ
SW-Hi
GND
IN
V5
VCC
OUT
100m
IN
V4
C1
OUT
VSS
VCOin
V+
VCOout
IN
GND
S1
S2
OUT
VCC
GND
VSS
VCC
GND
VSS
SW1
V3
PULSE(11.8 0 30m 10n 10n 60.2m 200m 1)
SW2
V6
PWL(0 0 30m 1.86 80m 1.85 90m 2.766)
Obr. 36. Rezonanční řízení BLDC motoru
Obr. 37. Výstup simulace BLDC motoru
PULSE(12 0 90m 10n 10n 100m 200m 1)
22
BLDC motory bývají zpravidla trojfázové, avšak my si princip rezonančního řízení BLDC motoru
ukážeme na příkladu jednofázového motoru. Na obr. 36 máme vinutí L1 motoru zapojeno do
diagonály můstkového přepínače tvořeného elektronickými přepínači X1 a X2. Do série s vinutím
jsou zapojeny dva rezonanční kondenzátory C1, C2, k nimž jsou paralelně připojeny spínače S1 a
S2. Po zapnutí napájení jsou oba spínače sepnuty. Po dosažení rezonančních otáček se rozepne
spínač S1 a zařadí do obvodu cívky L1 kondenzátor C1. Jak ukazuje obr. 37, amplituda proudu
vinutím motoru rychle vzroste, což způsobí zvýšení otáček a vypadnutí z rezonance. Amplituda
proudu se zvyšujícími se otáčkami klesá. Po dosažení rezonančních otáček pro zařazení
kondenzátoru C2 se spínač S1 opět sepne a zároveň se rozepne spínač S2, čímž je do obvodu
zařazen kondenzátor C2. Amplituda proudu opět roste, dokud LC obvod nevypadne z rezonance.
Můžeme mít tolik regulačních stupňů otáček, kolik máme dvojic spínač – kondenzátor.
Poznámka: Zdroj napětí V4 a obvod VCO (oscilátor řízený napětím) nejsou regulérní součástí
zapojení, ale slouží pouze jako simulator snímače polohy rotoru BLDC motoru, abychom byli
schopni nasimulovat chování rezonančně řízeného BLDC motoru při rozběhu.
Pokud chceme regulovat otáčky velmi jemně, zapojíme kondenzátory paralelně a spínače zapojíme
do série s nimi. Pokud budeme mít například čtyři dvojice spínač – kondenzátor, dostaneme 15
stupňů regulace otáček. Obecně pro n paralelních kondenzátorů dostaneme 2n – 1 stupňů regulace.
Kapacity kondenzátorů volíme tak, že kapacita následujícího kondenzátoru je vždy poloviční oproti
předchozímu. Spínače jsou spínány na základě binárního kódu, jak ukazuje tabulka 1.
Stupeň otáček
15
14
13
12
11
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
S1
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
1
1
S2
0
0
0
1
1
1
1
0
0
0
0
1
1
1
1
S3
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
S4
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
Tabulka 1.
Příklad zapojení kondenzátorů a spínačů při paralelním řazení kondenzátorů pro 4 rezonanční
kondenzátory ukazuje obr. 38. Při rozběhu motoru je sepnut spínač S4, takže jsou kondenzátory
vyřazeny. Po rozpojení spínače S4 jsou spínače S3-1 až S3-4 sepnuty a celková rezonanční kapacita
je C + C/2 + C/4 + C/8 = 15/8C. Nejvyšší rezonanční otáčky (na stupni 15) jsou při hodnotě
rezonanční kapacity C/8.
Indukčnost vinutí současných BLDC motorů bývá velmi malá, takže by pro dané otáčky vycházely
příliš vysoké hodnoty rezonančních kapacit. Z tohoto důvodu je vhodné do série s vinutími motoru
zařadit indukčnosti o přiměřené velikosti. Další výhodou tohoto opatření je omezení rozběhových
23
proudů, takže se v některých případech můžeme obejít i bez regulátoru proudu a vystačíme pouze s
elektronickou proudovou pojistkou.
Jak bylo výše uvedeno, spínaní kapacit pomocí spínačů je odvozeno od otáček motoru. Tyto spínače
můžeme ovládat buď ručně nebo elektronicky. V jednodušších případech pomocí známých postupů
analogové techniky (monostabilní klopný obvod + filtr + komparátor), ve složitějších případech s
mnoha regulačními stupni otáček s výhodou použijeme jednočipový mikrokontrolér. Údaj o
otáčkách motoru zjistíme buď vyhodnocováním jednoho ze snímačů polohy rotoru BLDC motoru,
nebo pomocí speciálního tachogenerátoru.
Obr. 38. Zapojení spínačů při paralelním řazení kondenzátorů
8. Regulace proudu s vypínáním v nule napětí
Z hlediska omezení ztrát ve spínači oscilátoru s paralelním LC obvodem je výhodné provádět
regulaci proudu tak, že se nachá proběhnout celá půlvlna napětí a spínač vypne v okamžiku, kdy je
napětí na kondenzátoru rovno nule. Po poklesu amplitudy proudu pod stanovenou mez je spínač
sepnut opět v okamžiku, kdy je napětí na kondenzátoru rovno nule a proud má maximální zápornou
hodnotu a zůstane sepnut po dobu poloviny periody napětí na rezonančním kondenzátoru C1.
Zapojení pro regulaci proudu paralelního LC oscilátoru najdete na obr. 39. Vlastní regulátor se
skládá z komparátoru U3, klopného obvodu A2, součinového hradla A3 a dalších podpůrných
součástek. Jak toto zapojení funguje. Komparátor U3 vyhodnocuje proud tekoucí LC obvodem a
porovnává jej s referenčním napětím V2. Výstup komparátoru je přiveden na vstup D klopného
obvodu A2. Logická hodnota na výstupu komparátoru U3 je zapisována do klopného obvodu A2
prostřednictvím hodinového vstupu CLK v okamžiku kladné amplitudy proudu. Výstup Q klopného
obvodu A2 je přiveden na vstup součinového hradla A3, které propustí signál z výstupu
komparátoru U1 na ovládací vstup spínače S1 pouze tehdy, když je na výstupu Q klopného obvodu
A2 logická jednička.
Na obr. 40 vidíme průběh proudu rezonančním obvodem a průběh signálu DRV na řídicím vstupu
spínače S1. Všimněte si, že signál DRV jde do vysoké úrovně v okamžiku záporné amplitudy
proudu a do nízké úrovně v okamžiku kladné amplitudy proudu.
24
L2
50µ
.lib opamp.sub
V1
100
Rser=.1
I-
C1
.include LM2903.5_1
50µ
X1
O+
SENSE
OI+
L1
100µ
SW-Lo
DRV
.model SW-Lo SW(Ron=.001 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4)
S1
.tran 10m startup
LM2903
R4
VCC
V3
R2
12
3k3
47k
U2
U1
C2
R5
1n
100
A3
VCC
VCC
R1
3k3
A2
PRE
C3
Q
D
10n
Q
CLK
CLR
A1
U3
LM2903
V2
2
R3
10k
Obr. 39. Obvod regulace proudu oscilátoru s paralelním LC obvodem
V(drv)
13V
I(L1)
400A
12V
350A
11V
300A
10V
250A
9V
200A
8V
150A
7V
100A
6V
50A
5V
0A
4V
-50A
3V
-100A
2V
-150A
1V
-200A
0V
-250A
-1V
0ms
1ms
2ms
3ms
4ms
5ms
6ms
7ms
8ms
9ms
-300A
10ms
Obr. 40. Výstup simulace obvodu podle obr. 39
9. Regulace proudu s vypínáním v nule proudu
U oscilátoru se sériovým rezonančním obvodem analogicky k nejnižším ztrátám v přepínači
dochází tehdy, když jej přepínáme v okamžiku, kdy proud rezonančním obvodem prochází nulou.
Na obr. 41 je zobrazeno zapojení oscilátoru se sériovým LC obvodem v půlmůstkovém zapojení s
regulací proudu s vypínáním v nule proudu. Vlastní regulátor tvoří komparátory U2 a U3, klopné
obvody A1 a A2 a další podpůrné součástky.
25
.include LM2903.5_1
V3
LM2903
U1
D2
X1
VCC
V+
R3
3k3
V1
1N5819
L1
OUT
24
OUT
12
Uc
C2
IN
D1
10n
/SD
SD
GND
D3
5m
1N5819
C1
1µ
1N5819
.tran 10m startup
A2
A1
PRE
PRE
D
Q
Q
D
CLK
CLR
Q
Q
CLK
CLR
R2
.2
R1
3k3 U2
LM2903
V2
.5
R4
3k3 U3
R6
1meg
LM2903
R5
1k
Obr. 41. Obvod regulace proudu oscilátoru se sériovým LC obvodem
V(uc)
240V
V(out)
I(L1)
3.6A
200V
3.0A
160V
2.4A
120V
1.8A
80V
1.2A
40V
0.6A
0V
0.0A
-40V
-0.6A
-80V
-1.2A
-120V
-1.8A
-160V
-2.4A
-200V
-3.0A
-240V
0ms
1ms
2ms
3ms
4ms
5ms
6ms
7ms
8ms
9ms
-3.6A
10ms
Obr. 42. Výstup simulace obvodu podle obr. 41
Nyní popíšeme, jak regulátor proudu pracuje. Komparátor U2 vyhodnocuje proud tekoucí sériovým
rezonančním obvodem tvořeným rezonanční cívkou L1 a rezonančním kondenzátorem C1. Výstup
komparátoru U2 je přiveden na vstup D klopného obvodu A2. Logická hodnota na výstupu
komparátoru U2 je přepsána do klopného obvodu A2 prostřednictvím hodinového vstupu CLK v
okamžiku kladné amplitudy proudu tekoucího rezonančním obvodem. Výstup Q klopného obvodu
A1 je připojen na vstup D klopného obvodu A1. K zapsání logické hodnoty dochází
prostřednictvím hodinového vstupu CLK v okamžiku, kdy proud rezonančním obvodem prochází
nulou a roste směrem ke kladné amplitudě. Výstup Q klopného obvodu A1 ovládá přepínač X1
prostřednictvím vstupu SD.
26
Na obr. 42 je zobrazen průběh proudu cívkou L1, průběh napětí na kondenzátoru C1 a průběh
napětí na výstupu přepínače X1.
Výše popsaný regulátor proudu lze aplikovat i na oscilátor s jedním spínačem, popsaný v odstavci
č.2 a na jednofázové oscilátory v celomůstkovém zapojení (obr. 4). Pokud bychom chtěli tímto
způsobem regulovat proud u vícefázových oscilátorů, museli bychom mít pro každou fázi jeden
regulátor a museli bychom zajistit generování příslušných signálů (viz obr. 44) a zajistit jejich
správnou polaritu.
V1
X1
VCC
V3
U1
L2
OUT
C2
L1
IN
12
V2
24
12m
R3
3k3 A1
1µ
LM2903
5m
GND
Uc
C1
12
.include LM2903.5_1
I+
1µ
X2
O+
SENSE
O-
R2
1meg
I-
.tran 10m startup
X3
VCC CLK
OUT
IN
GND SYNC
SD
R1
1k
Obr. 43. Regulace proudu oscilátoru s jedním spínačem.
VCC
C3
2n
VCC
OUT
R7
10k
IN
A1
PRE
CLK
R1
3k3 U2
A2
PRE
D
Q
Q
D
CLK
CLR
Q
Q
CLK
CLR
LM2903
V2
.5
R4
3k3 U3
.include LM2903.5_1
LM2903
GND
Obr. 44. Zapojení bloku X3 z obr. 43
SYNC
27
V(sd)
12V
I(L1)
3.0A
11V
2.4A
10V
1.8A
9V
1.2A
8V
0.6A
7V
6V
0.0A
5V
-0.6A
4V
-1.2A
3V
-1.8A
2V
-2.4A
1V
-3.0A
0V
-1V
0ms
1ms
2ms
3ms
4ms
5ms
6ms
7ms
8ms
-3.6A
10ms
9ms
Obr. 45. Výstup simulace obvodu podle obr. 43 a 44
D2
V3
LM2903
U1
V+
R3
3k3
C1
OUT
D1
10n
SD
/SD
GND
D3
5m
1µ
VCC
X2
I+
C2
IN
12
C3
1N5819
L1
OUT
V1
X3
V+
A3
X1
VCC
O+
SENSE
O-
.include LM2903.5_1
24
OUT
I-
C4
IN
10n
1N5819
GND
SD
1N5819
2n
A1
R1
3k3 U2
A2
PRE
PRE
D
Q
Q
D
CLK
Q
Q
CLK
R7
4k7
CLR
LM2903
V2
CLR
.5
R4
3k3 U3
R6
1meg
.tran 10m startup
LM2903
R5
1k
Obr. 46. Regulace proudu oscilátoru v celomůstkovém zapojení
V(/sd)
26V
V(out)
I(L1)
3.5A
24V
2.8A
22V
20V
2.1A
18V
1.4A
16V
0.7A
14V
12V
0.0A
10V
-0.7A
8V
6V
-1.4A
4V
-2.1A
2V
-2.8A
0V
-2V
0ms
1ms
2ms
3ms
4ms
5ms
6ms
7ms
8ms
9ms
-3.5A
10ms
Obr. 47. Výstup simulace obvodu podle obr. 46
10. Frekvenčně nezávislý pousouvač fází
Při rezonančním řízení trojfázového asynchronního motoru (nebo jiného motoru na střídavý proud)
potřebujeme obvod pro fázový posun o 120° a 240°. Příklad rezonančního řízení trojfázového
motoru je uveden na obr. 21. Pro posuny fází byl použit jednoduchý obvod zobrazený na obr. 20.
Jeho nevýhodou je to, že fázový posun je u něho závislý na kmitočtu. Je proto nutné předem znát
rezonanční frekvence, na nichž bude motor provozován. Pokud chceme měnit otáčky motoru
změnou kapacit rezonančních kondenzátorů, musíme zároveň měnit parametry součástek posouvače
28
fází. To je nepraktické a v případě většího počtu regulačních kroků otáček i drahé. Proto byl vyvinut
obvod, který je na frekvenci nezávislý. Jeho schema najdete na obr. 48.
X1
IN
V1
R3
1k
VCC
GND
VSS
OUT
VCC
GND
VSS
in+
inCLK
S/H
VCC
IN
out
LM2903
R6
1k33
U3
12
VSS
47n
47k
U1
3k3
C2
1n
10k
BZX84C12L
R7
8k66
3k3
D
Q
CLK
CLR
Q
LM2903
U2
.lib opamp.sub
PH2
VSS
12
V3
R1
VSS
C1
GND
D1
R2
V2
A2
PRE
R5
R4
VCC
VCC
A1
SINE(0 9 50)
A3
PRE
.include LM2903.5_1
A4
.tran 100m
D
Q
CLK
CLR
Q
PH3
Obr. 48. Frekvenčně nezávislý obvod pro posuny fází
Harmonický signál (obr. 49) ze zdroje V1 je přiveden do operačního usměrňovače X1, kde je
přesně usměrněn (obr. 50). Usměrněný signál je veden do vzorkovacího zesilovače A1 a do
komparátoru U3. Na vstup S/H vzorkovacího zesilovače A1 jsou přivedeny úzké kladné impulzy,
které do něho zapisují kladné amplitudy vstupního harmonického signálu (obr. 51).
V(in)
10V
8V
6V
4V
2V
0V
-2V
-4V
-6V
-8V
-10V
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
70ms
80ms
90ms
100ms
70ms
80ms
90ms
100ms
Obr. 49. Vstupní sinusový signal
V(n001)
9.9V
9.0V
8.1V
7.2V
6.3V
5.4V
4.5V
3.6V
2.7V
1.8V
0.9V
0.0V
-0.9V
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
Obr. 50. Sinusový signál po usměrnění
29
V(in)
14V
V(n004)
12V
10V
8V
6V
4V
2V
0V
-2V
-4V
-6V
-8V
-10V
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
70ms
80ms
90ms
100ms
Obr. 51. Zapisovací impulzy do vzorkovacího zesilovače
Tyto zapisovací impulzy jsou vytvořeny ze vstupního harmonického signálu pomocí derivátoru,
tvořeného operačním zesilovačem U2, rezistory R2, R3 a kondenzátorem C1, z komparátoru U1 a z
tvarovacího obvodu, jenž je tvořen kondenzátorem C2, rezistorem R4 a Zenerovou diodou D1.
Na výstupu vzorkovacího zesilovače A1 tedy máme stejnosměrné napětí, které odpovídá amplitude
vstupního signálu.
Na výstupu komparátoru U3 máme obdélníkový signal (obr. 52), jehož vzestupné hrany odpovídají
úhlům 60° a 240°, a jehož sestupné hrany odpovídají úhlům 120° a 300° vstupního harmonického
signálu.
V(n006)
14V
V(in)
12V
10V
8V
6V
4V
2V
0V
-2V
-4V
-6V
-8V
-10V
-12V
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
70ms
80ms
90ms
100ms
Obr. 52. Signál na výstupu komparátoru U3 v porovnání se vstupním signálem
Signál z výstupu komparátoru U3 je přiveden na hodinový vstup CLK klopného obvodu A2, který
je zapojen jako dělička dvěma. Tento signal je rovněž přes invertor A4 přiveden na vstup CLK
klopného obvodu A3. Výstupy Q klopných obvodů A2 a A3 generují výsledný obdélníkový signal,
který je oproti vstupnímu signálu fázově posunut o úhel 120° resp. 240° (obr. 53).
V(in)
12V
V(ph2)
V(ph3)
10V
8V
6V
4V
2V
0V
-2V
-4V
-6V
-8V
-10V
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
70ms
80ms
90ms
Obr. 53. Výstupní signály fází 2 a 3 v porovnání se vstupním signálem
Vzhledem k tomu, že tento obvod pro fázové posuny se používá pro řízení motorů a není nutná
laboratorní přesnost, nemusíme použít přesný usměrňovač X1 (obr. 48), ale vystačíme si s
můstkovým usměrňovačem složeným z běžných diod (např. 1N4148). Na obr. 54 máme upravené
100ms
30
schema zapojení posouvače fází s diodovým můstkem. Obvod funguje spolehlivě jako v zapojení
podle obr. 48, avšak musíme upravit poměr odporů v děliči tvořeném rezistory R6, R7. Další
nevýhodou je, že nemáme společnou zem, takže vstupní signál musíme mít galvanicky oddělený.
1N4148
D4
1N4148
D3
R8
1k
D5
VCC
V1
1N4148
1N4148
V2
12
VSS
D1
R1
47n
LM2903
47k
U1
3k3
C2
1n
A3
PRE
R6
R5
820
R2
C1
12
V3
GND
out
U3
R4
10k
BZX84C12L
R7
10k
3k3 A4
D
Q
CLK
Q
U2
PH2
CLR
A2
PRE
LM2903
VSS
VCC
R3
1k
in+
inCLK
S/H
VCC
A1
SINE(0 9 50)
IN
VSS
D2
.include LM2903.5_1
.lib opamp.sub
.tran 100m
D
Q
CLK
Q
PH3
CLR
Obr. 54. Upravené schema zapojení posouvače fází
V(n001)
14V
V(n006)
12V
10V
8V
6V
4V
2V
0V
-2V
-4V
-6V
-8V
-10V
-12V
0ms
10ms
20ms
30ms
40ms
50ms
60ms
70ms
80ms
90ms
Obr. 55. Průběh usměrněného napětí a výstupní signal komparátoru U3
Na obr. 56 máme příklad zapojení přesného usměrňovače (blok X1 na obr. 48). Jedná se o běžné
zapojení.
100ms
31
R1
R2
100k
100k
U1
R4
R3
R7
OUT
IN
100k
C2
1k
100k
10n
Q1
2N3904
D1
D
C1
R5
100k
1n
VCC
U2
GND
R6
3k3
LM2903
.lib opamp.sub
.include LM2903.5_1
VSS
Obr. 56. Příklad zapojení přesného usměrňovače
11. Frekvenční měnič a rezonanční řízení
V případě použití asynchronního motoru pro trakci je vhodné zkombinovat rezonanční řízení s
frekvenčním měničem. Frekvenční měnič použijeme pro rozjezd a při nižších rychlostech a
přepneme na rezonanční řízení po dosažení jisté rychlosti podobně jako při řízení BLDC motoru.
Na obr. 57 máme pro jednoduchost zapojení jednofázového frekvenčního měniče a zapojení
oscilátoru.
VCC
VSS
VSS
.model SW-Hi SW(Ron=.1 Roff=10Meg Vt=5 Vh=-.4)
.model SW-Lo SW(Ron=10Meg Roff=.1 Vt=5 Vh=-.4)
VCC
X1
VCC
OUT
SW-Lo
GND
D2 SW-Hi
D
S5
S1
LM2903
V1
D5
SW-Hi
SINE(6 5 50)
12
V4
VSS
12
VCC
V3
S6
S3
L1
X2
C2
I+
100m
D
SW-Lo
SW-Lo
D3
D
O+
SENSE
O-
VCC
U1
R1
3k3
100µ
SW-Lo
S2
V2
24
I-
D4
D
SW-Hi
S4
S7
U2
R2
3k3
LM2903
V5
CTRL
.include LM2903.5_1
.tran 300m startup uic
PULSE(0 12 100m 10n 10n 100m 200m)
Obr. 57. Jednofázový frekvenční měnič a oscilátor
Frekvenční měnič používá klasickou metodu šířkové modulace, kde V1 je zdroj harmonického
signálu a X1 je zdroj pilovitého průběhu. Tyto dva signály jsou přivedeny na vstupy komparátoru
U1. Výše popsané signály jsou zobrazeny na obr. 58.
32
13V
12V
11V
10V
9V
8V
7V
6V
5V
4V
3V
2V
1V
0V
-1V
0ms
V(n001)
4ms
V(n005)
8ms
12ms
16ms
V(n004)
20ms
24ms
28ms
32ms
36ms
40ms
Obr. 58. Princip šířkové modulace frekvenčního měniče
Po připojení motoru na napětí (např. při rozjezdu vozidla) je sepnut spínač S5 a spínač S7, který
zkratuje rezonanční kondenzátor C2, takže motor je řízen klasickým frekvenčním měničem. Po
dosažení jistých otáček se spínače S5 a S7 rozepnou a zároveň se sepne spínač S6, čímž se uvede do
chodu oscilátor, skládající se z LC obvodu, komparátoru U2 a snímače proudu X2. Na obr. 59
máme zobrazen průběh proudu vinutím motoru (představovaným cívkou L1) a řídicí signál pro
spínače S5, S6 a S7.
V(ctrl)
12V
I(L1)
3.6A
11V
3.0A
10V
2.4A
9V
1.8A
8V
1.2A
7V
0.6A
6V
0.0A
5V
-0.6A
4V
-1.2A
3V
-1.8A
2V
-2.4A
1V
0V
0ms
-3.0A
30ms
60ms
90ms
120ms
150ms
180ms
210ms
240ms
270ms
Obr. 59. Řízení frekvenčním měničem vs. rezonanční řízení
VCC
Na obr. 60 je schéma zapojení zdroje pilovitého půběhu. Jedná se o standardní zapojení s
Millerovým integrátorem a komparátorem a není nutné vysvětlovat jeho funkci.
C2
R5
3k3
GND
4
VSS
V1
R7
R6
47k
100k
R1
4n7
U1
100k
U3
LM2903
.lib opamp.sub
.include LM2903.5_1
.tran 300m startup uic
Obr. 60. Zdroj pily
Koho to zajímá, najde si to snadno na internetu nebo v odborné literatuře.
OUT
-3.6A
300ms
33
12. Použití jednotlivých typů oscilátorů
Indukční ohřev
Lze použít oscilátor s paralelním rezonančním obvodem popsaný v odstavci číslo 3. Regulaci
výkonu lze provádět metodou a obvodem popsaným v odstavci č. 8.
Spínané zdroje
Pro spínané zdroje lze použít všechny tři základní typy oscilátorů. Regulaci napětí je možné
provádět pomocí výše popsaných metod omezování proudu.
Rezonanční řízení motorů:
Jednofázových v půlmůstkovém zapojení
Jednofázových v celomůstkovém zapojení
Vícefázových:
Dvoufázových: v půlmůstkovém nebo celomůstkovém zapojení
Trojfázových: zapojených do hvězdy nebo do trojůhelníku