klikněte sem - Univerzita obrany

Transkript

22. 5. 2013
1
VÝVOJOVÉ TRENDY
V ELEKTROTECHNICE
Prof. Ing. Karel Hájek, CSc.
Katedra elektrotechniky
Fakulta vojenských technologií
Univerzita obrany Brno
22. 5. 2013
2
Obsah
1. Katedra elektrotechniky
2. Řetězec analogového předzpracování signálů
3. Minimalizace ofsetu a šumu předzesilovačů
4. Optimalizace návrhu kmitočtových filtrů
5. Optimalizace oscilátorů
6. Memristory – nové prvky nejen elektrotechniky
7. Číslicová technika a číslicové zpracování signálů
22. 5. 2013
3
Katedra elektrotechniky
Zaměření:
- Teoretická elektrotechniky,
- Elektronických obvody a signály,
- Výkonová elektronika,
- Součástky a funkčních bloky elektroniky
- Elektronická a automatizovaná měření,
- Optoelektronika a vláknová optika.
Složení katedry:
- 2 odborné skupiny
- 4 profesoři, 3 docenti, 5 odborných asistentů
Tradice a historie: - od roku 1951, doc. Dragoun, prof.
Čajka, prof. Valsa, prof. Mikula….
22. 5. 2013
4
Předměty bakalářského studijního programu:
Elektro:
Strojní:
Základy elektrotechniky,
Součástky v elektrotechnice,
Elektronické obvody,
Číslicová technika a elektronická měření,
Výkonová elektrotechnika.
Elektrotechnika,
Elektrotechnika a elektronika.
Předměty navazujícího magisterského studia:
Povinné: Součástky v elektrotechnice II,
Elektronické obvody II,
Elektronická měření II.
Volitelné: Zdroje elektrické energie zbraňových systémů,
Návrh elektronických obvodů počítačem,
Elektromagnetická kompatibilita,
Číslicové zpracování signálu,
Kmitočtové filtry,
Výkonové polovodičové měniče
22. 5. 2013
Automatizovaná měření.
5
Vědeckovýzkumná činnost katedry:
- Metody analýzy a návrhu nových elektronických prvků
(aktivní prvky v proudovém módu, memristory…)
- Optimalizace analogového zpracování a předzpracování
signálů
- Metody návrhu a optimalizace analogových filtrů
- Nestandardní číslicové filtry a číslicové potlačení šumu
- Aplikace mj. pro oblast nedestruktivního testování
materiálů a prvků
- Metody analýzy a návrhu optovláknových senzorů
fyzikálních veličin,
- Komponenty atmosférických optických komunikačních
systémů
- Grafické programovací prostředky pro automatizované
systémy měření
- Zdroje elektrické energie, elektrické stroje a pohony
22. 5. 2013
6
Výzkumné úkoly katedry:
- GAČR, TAČR, CO-COST, PRO, SV
- Výstupy: - knihy – Analýza, Kmitočtové filtry, Matlab
- programy – CoCo, Frecha.. SNAP, NAF
- publikace, patenty, průmyslové aplikace….
- Spolupráce: - tuzemská i zahraniční
Zapojení studentů:
- STČ – 3-5 studentů ročně (2. ročník BS, 1. r. MS),
i mezinárodní kola (Belgie, Rumunsko, Polsko, Slovensko)
- SV - 2-4 studenti ročně
- BP, DP – výjimečně, cca 1 student ročně
- DS - cca 1-2 studenti
22. 5. 2013
7
22. 5. 2013
8
2. Základní řetězec ASPP
ASPP
AD
DSP
DA
senzor
analogová
část
digitální
část
Základní cíle řetězce ASPP:
- optimální úroveň užitečného signálu pro převod AD
- maximální poměr s/š
- případné další úpravy s ohledem na následné DSP
(potlačení rušivých signálů kmitočtovou filtrací,
antialiasingová filtrace apod.)
22. 5. 2013
9
2.1 Blokové schéma typického řetězce ASPP
s1
čidlo
n2
objekt
n1
LNA
Pre filtr
A
filtr
(AAF)
Out
A
AD
DSP
n4
n3
Základní části řetězce ASPP:
- vstupní obvody (senzor, předzesilovač)
- „střední“ část (zesilovače, filtry)
- výstupní část (AAF, výstupní zesilovač a vazba na AD
převodník)
- vliv na citlivost
22. 5. 2013
10
2.2 Základní parametry řetězce ASPP
Kmitočtový rozsah přenášeného pásma
Přenosová funkce K(jw) - K(w), j(w), tg(w)
- obvykle vliv více bloků
Dynamický rozsah (zkreslení, šum a citlivost)
Zkreslení:
- Statická - THD, intermodulační
- Dynamická - pro velké signály a vysoké kmitočty
(omezená rychlost přeběhu zesilovačů)
- Skrytá (následnou filtrací) – nebezpečí vícestupňových řetězců ASPP,
 nutnost spektrální úrovňové kontroly
22. 5. 2013
11
Šum (rušivý signál), DR a citlivost:
Spodní UMIN je dána hlavně šumem,
Zdroje šumu (rušivého signálu):
- senzorická část
- vstupní zesilovač
- zkreslení ve všech vstupních
Typy šumu:
- širokopásmový (bílý, tepelný)
- úzkopásmový – obvykle vnější rušení, může být velký,
možnost potlačení kmitočtovými filtry
22. 5. 2013
12
Rušení a šum a citlivost senzorů
pomocný
(budící) signál
prostředí
UN
měnič elektrický
signál
energie
snímaný
signál s
Zi
UVÝST
UE
uE = f (s)
rušení
měnič
energie
budící
signál
prostředí snímaný
signál s
a)
c)
b)
- Aktivní senzory
- Buzené pasívní senzory
měnič elektrický
signál
energie
22. 5. 2013
13
rušivý - c
rušivý - b
užitečný
rušivý - a
a)
(
měnič
energie
rušivý - d
pomocný
(budící) signál
)
UNc UNd UNt
Zi
elektrický
signál
vlastní tepelný
šum UNt
UE
UVÝST
UE = K(S+Na+Nb)
b)
Příklady snižování některých druhů rušení:
- výběr typu senzoru a jeho instalace v prostředí,
- směrové charakteristiky čidla,
- vytvářením soustav (polí) čidel,
22. 5. 2013
14
Příklady snižování některých druhů rušení:
- různá stínění rušících signálů,
- snižování tepelného šumu senzoru,
- preemfáze senzoru x šumu předzesilovače,
- optimalizace vazby senzoru na předzesilovač,
- následná analogová předfiltrace.
Stejnosměrný ofset (stejnosměrný šum)
- můstková zapojení,
- spínané (čoprované) předzesilovače či střídavé
buzení,
- různé způsoby kompenzace či „autokalibrace nuly“.
22. 5. 2013
15
Míra znehodnocení signálu - poměr signál/šum (SNR) –Us/Uš
Pro spektrální vyhodnocování může být nedostačující
Šum a šířka pásma:
U n  4kTBR  1,26 . 1010 RB  e B
Obecná zásada - není vhodné používat větší šířku pásma než
je B užitečného signálu, protože každé její další zbytečné
rozšíření zhoršuje SNR.
22. 5. 2013
16
Vztah mezi dynamickým rozsahem (DR) a SNR:
US3>UMAX
UMAX
US2
DR(dB)=
=UMAX(dB)-UŠ(dB)
US1
SNR1
U AP
(dB)
US
útlum trasy
se zesilovačem AP
SNRAp-A
AP
SNR1
UŠ
SNR2
UŠ
a)
U (dB)
A
U2 MAX
UA1 MAX
U1 MAX
b)
A1
A2
U2
DR
DR
A1
SNRA
bez
zesilovače AP
U1
UŠ(dB)
A1
A2
c)
Vždy se snažíme o maximální využití DR. Do přenosové
cesty přivádíme signál co nejvyšší úrovní (+ rezerva).
Tím zabezpečíme na výstupu cesty nejkvalitnější signál s co
nejvyšší hodnotou SNR bez vzniku zkreslení.
22. 5. 2013
17
2.3 Možnosti řazení bloků řetězce ASPP
Různé varianty - závisí na úrovních a spektrech užitečného a
rušivých signálů a na dalších různých okolnostech:
a)
čidlo
Out
A
b)
čidlo
A
filtr
(AAF)
c)
čidlo
LNA
Pre filtr
d)
Externí
buzení
čidlo
Pasivní
filtr
AD
Out
A
AD
A
filtr
(AAF)
LNA
Pre filtr
Out
A
AD
A
22. 5. 2013
18
2.4 Speciální varianty řetězce ASPP
a) stejnosměrné zesilovače s potlačením ofsetu
předzesilovačů pomocnou modulací,
b) pomocné buzení snímacích čidel a můstkové
metody,
c) snímání nelineárních projevů prostředí
pomocnými modulačními systémy,
d) použití více paralelních cest,
e) zpětné řízení jednotlivých bloků řetězce ASPP,
f) kombinace těchto principů.
22. 5. 2013
19
d) použití více paralelních cest
A1, n1
x(t)
A2, n2

Ak, nk
k
SNR!
SNRk
k  k

SNR1
SNR!
22. 5. 2013
20
d) použití více paralelních cest
A1, n1
s1(t)
2x+n1+n2

s+(t)
x(t)
A2, n2
s2(t)
LP filter
RC 1 Hz
Vin
LP
tunable
n1-n2
-
s-(t)
FFT
"0" offset
HP filter
RC 1 Hz
a)
S+'(f)
Threshold
processing
s+'(t)
FFT-1
FFT
S-(f)
0

S+(f)
FC (1 Hz)
FCT
log f
Vout
H(f)
[dB]
b)
22. 5. 2013
21
3. Minimalizace ofsetu a šumu
předzesilovačů
Vstupní blok zesilovače
- rozhodující blok pro šum a ofset celého zesilovače
- obvykle limituje citlivost celého systému
- nejčastějším stavebním prvkem – OZ
3.1 Minimalizace ofsetu OZ
- pro větší zesílení - ofset zásadní problém
- běžně 1 mV 1000=1V
- pro signál 10 mV = chyba 10%
- různé formy eliminace
22. 5. 2013
22
- Model OZ s náhradními zdroji napěťového (UO) a
proudových ofsetů (IO+ a IO-)
R1(+Ri-)
U0
R2
UI0+
U1(-)
U2
I0- I0+
a)
UI0-
R1
U1(-)
R3(=Ri+)
U1(+)
U0
R2
U2
R3
U1(+)
b)
U IO  I O  R3
U IO   I O R1 // R2 
 R2 
 R2 
 R2 
R2
R22
U 2  U O  U IO   1    U IO 
 U O 1    I O  R3 1    I O 
R1
R1  R2
 R1 
 R1 
 R1 
22. 5. 2013
23
Eliminace napěťového ofsetu U0
- externí kompenzační zdroj
Kompenzace ofsetových proudů I0+ a I0
-možnost kompenzovat (R3 = R1//R2)
Volba typu OZ - unipolární  bipolární
Unipolární vstup
22. 5. 2013
Bipolární vstup
Napěťový ofset U0 0,3-3mV
0,05 mV-0,5 mV
Proudový ofset I0
10 fA
10-100 nA
UIO=100WI0
1 nV
1-10 mV
UIO=100kWI0
1 mV
1-10 mV
UIO=10MWI0
100 mV
0.1-1 V
24
DC zesilovače s modulačním potlačením
ofsetu (chopper)
EnV
V/Hz
fa
fb
B1
[log]
1/f
šum
EnVT
cca 1nV/Hz
B2
lom 1/f
(cca 10 -100 Hz)
- 1 mV
- 1nV /Hz
bílý (tepelný) šum)
fL
[log] f
- princip – modulace DC na AC signál
22. 5. 2013
25
RI
S1
VS
C
A1
A2
S2
fc
LP
R
U1(t)
ofset
1/f šum
U(f)
t
UM(t)
modulace
HP
S2
Un
t
a)
UM(t)
měřený signál
Une
B
b)
3fc
f
2B
S2
Un
t
modulovaný signál
demodulace
2B
t
UD(t)
fc
měřený signál
fc
modulovaný signál
3fc
f
22. 5. 2013
26
- Kompenzace reálných vlastností
G
RI
S1
A1
MKO1
HP
C 1
A
1
R
VS
MKO2
HP
C 2
R
S2
-1
S3
Uvyst
tp
tzp (MKO1)
Ug
DP
Us
t
t
tzp
tp (MKO2)
Us
Us
a)
b)
c)
t
t
a)
b)
c)
22. 5. 2013
27
Dvojfázové spínání
RI
A

A
U1
Zvyšuje citlivost:
S1
- 2 užitečný signál
- průměrování šumu obou předzesilovačů
Není zapotřebí používat modulační princip
(model časově rozděleného přenosu signálu)
Není zapotřebí filtr dolní propust a zesilovač není
kmitočtově omezen spínacím kmitočtem
Integrované zesilovače, ale reálné vlastnosti
R
22. 5. 2013
28
Měřící můstky se střídavým buzením
- základní vlastnosti jako s DC buzením
AC buzení - dvě základní výhody:
- eliminuje ofset zesilovače  vyšší citlivost
- umožňuje použít i kapacitní či induktivní senzory
(komplikace - vyvážení obecně závislé na dvou
fb
parametrech)
EnV
fa
V/Hz
- vyšší citlivost
ofset  šum
B1
[log]
1/f
šum
EnVT
cca 1nV/Hz
B2
lom 1/f
(cca 10 -100 Hz)
fL
[log] f
22. 5. 2013
29
G
U1
R
R
R
U2
A1
MKO
C
RX+
R
HP1
A1
R
HP
C 2
1
S2
fc
LP
Uvyst
R
-1
ofset
1/f šum
U(f)
U(t)
t
HP
2B
- analogie s „čoprem“
- není 1. spínač
- rozlišení polarity
- i harmonický signál
měřený signál
2B
S2
Un
fc
demodulac
e
2B
Une
U(t)
3f c
f
2B
S2
t
Un
B
měřený signál
fc
3f c
f
22. 5. 2013
30
Citlivost AC mostu DC mostu lze značně zvýšit:
- DC most – U0= 1 mV, pro U1= 10 V :
U2
R
4
 4  10  4  0,04%
R
U1
- AC most – EnV = 10 nV/Hz pro B=1 Hz, U1= 10 V :
U2
R
4
 4  10 9  0,0000004%
R
U1
22. 5. 2013
31
3.2 Minimalizace šumu OZ
- Vyšší střídavé zesílení - šum OZ - limitující faktorem citlivosti
(analogicky jako ofset pro stejnosměrný režim OZ)
- Vysvětlení - poměrně složitý problém - vstupuje hodně faktorů
- více způsoby
U n  4kTBR  1,26 . 1010 RB  en B
- en - napěťová spektrální hustota (NSD) [nV/Hz]
(= šum ekvivalentního šumového odporu při B=1 Hz)
Poznámka: - nutno rozlišovat
- běžná přenosová šířka pásma B (-3 dB)
- ekvivalentní šumová šířka pásma Bš
= šířka ideální DP, která přenese stejnou energii šumu.
22. 5. 2013
32
Vyjádření šumových vlastností zesilovače:
obvykle přepočítány na
- ekvivalentní vstupní napěťový šum Un
- ekvivalentní vstupní proudový šum In
U nIZ  I n Z I
zdroj signálu
ZI
Ui
Un IZ
Un
Un
A
In
a)
A
UnVÝST
A
UnVÝST
Un Ri
b)
UnVÝST
Un 
c)
2
2
U nVÝST  AU n  A U n2  U nIZ
 U nRi
22. 5. 2013
33
Vyjádření šumu zesilovače s OZ cestou en:
EnR2
EnR1
R2
Ene
R1
A
En
EnR3
R3
In-
In+
UnVÝST
enUI- = enI- (R1//R2)
enR1  4kTR1
enR3  4kTR3
UnVÝST
enUI+ = enI+ R3
enR2  4kTR1 / A
2
2
2
2
2
2
U nVÝST  A Bene  A B en2  enUI

e

e

e
/
A

e

nUI
nR1
nR2
nR3
22. 5. 2013
34
Kmitočtová závislost en
enV
V/Hz
fa
fb
B1
[log]
1/f
šum
enVT
cca 1nV/Hz
B2
lom 1/f
(cca 10 -100 Hz)
fL
U nV  enV1Hz
fb
fb
ln
 enVT f L ln
fa
fa
[log] f
enV1Hz = enVTfL.
22. 5. 2013
35
enU (f) a enI (f) typických OZ
NSD pro bipolární OZ
LT1028
NSD pro unipolární OZ
AD745
22. 5. 2013
36 36
Vliv vnitřní impedance Zi zdroje signálu na šum
předzesilovače:
ene  (enIZ i )  4kTRi
2
tepelný šum proudový šum -
Ene  R
EnI U  Z
Charakter Zi: - odporový
- kapacitní
- induktivní
22. 5. 2013
37
Zdroj signálu s rezistivním charakterem vnitřní
impedance Zi
unipolar
bipolar
ene
[log]
proudový
šum
tepelný šum
odporu Ri
en
napěťový
šum
cca
100W
RUn
cca
10 kW
cca
1 MW
Výsledný šum = 
 Ri zdroje
 napěťový šum
 proudový šum
Šumové číslo
Typy OZ
Ri[log]
22. 5. 2013
38
Příklady pro bipolární a unipolární OZ
- bipolární LT 1028
- unipolární AD 745
22. 5. 2013
39
Možnost snížení enU
- má smysl pro Ri<100W
- paralelní spojení OZ
- signál se sčítá přímo
- šum „pod odmocninou“
SNRk

SNR1
k
k  k
SNR!
SNR!
- zvyšování EnI Univerzální,
- snižování Rin kapacitní
- zvyšování Cin vazba !
22. 5. 2013
40
Příklad optimalizovaného návrhu:
Navrhnout neinvertující zesilovač se zesílením 40 dB a šířkou pásma 100
kHz s minimálním šumem pro zdroj signálu v jedné variantě s Ri = 10 W a
v druhé s Ri = 1 M W. Vypočítat citlivost pro SNR= 20 dB a výsledný
dynamický rozsah těchto zesilovačů.
EnOUT [mV/Hz]
UnOUT [mV] (B=100 kHz)
DR [dB] (8V/Un)
Ri
zdroje unipolární bipolární unipolární bipolární unipolární bipolární
10 W
0,5
0,096
0,15
0,037
92
106
1 MW
13
100
5
38
64
46
22. 5. 2013
41
Zdroje signálu s kapacitní vnitřní impedancí Zi
napěťový
zesilovač
CS
US
R1
CI
CS
US
CIN
a)
R2
nábojový
zesilovač
RIN
A = 1+R2 / R1
1
fc 
2R IN (C S  CIN )
CIN
b)
RI
A = CS / CI
1
fc 
2RICI
Napěťový zesilovač – A=f(R1,R2) ne CS - více citlivý na kapacitu kabelu
Nábojový zesilovač – A=f(Ci,Cs) - méně citlivý na kapacitu kabelu
Nutnost eliminace ofsetového proudu (RIN, RI)
Rozdílný mód práce piezosnímače – sériová a paralelní rezonance
Unipolární  bipolární OZ
22. 5. 2013
42
Porovnání šumových vlastností napěťového a
nábojového předzesilovače
- NSD enV způsobená napěťovým šumem OZ:
přenos
Ku
[dB]
napěťový šum EnV
enVOUT
nV / Hz
(A+1)enV
AenV
A
A
a)
b)
fc
f
- napěťový zesilovač AenV
- nábojový zesilovač (A+1)enV
enV
nábojový
zes.
fc
napěťový
zes.
f
22. 5. 2013
43
Vliv proudového šumu OZ:
enIZ
enIRIN
Proudový šum enI
fcq= AfcV
napěťový
zes.
nábojový
A
zes.
Napěťový zesilovač:
enIZV  enI RIN / 1   f / f cV 
2
Nábojový zesilovač:
enV
c)
fcV fcq fI-V
f
enIZq  enI RF / A
1  f / f 
2
cq
Průsečík s ekvivalentním vstupním napěťovým šumem OZ:
f I V
enI

enV 2CS
22. 5. 2013
44
Projev tepelného šumu RIN resp. RI:
4kTRIN
Napěťový zesilovač:
EnR 
2
1  wRIN CS 
Nábojový zesilovač:
EnR 
Tepelný šum enR (RIN=RF)
enR
enRIN
fcq= AfcV
f R U 
22. 5. 2013
fcq fR-V
1
2C S EnV
4kT
RIN
- nábojový:
enV
fcV
1
4kTRIN

A 1  wRIN CS 2
- napěťový:
voltage
ampl.
charge
ampl.
A
4kTRI

2
1  wRI CI 
f
f R U 
1
2CS EnV
4kT
1

RI
2CS EnV
4kT
AR IN
45
Celková ekvivalentní NSD:
2
en  en2R  en2IZ  enV
Dvě části - (dělící kmitočet fR-U nebo fI-U)
- pro vyšší kmitočty enV OZ
- pro nízké kmitočty enR nebo enIZ
- proudový šum bude dominovat nad tepelným pro hodnotu
4kT
4kT
resp
.
RIN  2
RI  2
enI
enI
Maximálně enI =1fAHz - RIN > 16 GW
Ovšem běžně enI =10fAHz - RIN >160 MW
22. 5. 2013
46
Předzesilovače s kapacitní vazbou na zdroj signálu
R1
R2
zdroj sig.
Ri
CV
U1 CIN
RIN
A = 1+R2 / R1
Ri<<RIN
1
fc 
CV>>CIN
2RIN (C V  CIN )
Minimalizace vlivu enR a enIZ
- volbou maximální hodnoty Cv a RIN
Maximální Cv pro fI-U = fc (optimální hodnota Cv je
dána proudovým a napěťovým šumem OZ)
22. 5. 2013
47
4. Optimalizace návrhu
kmitočtových filtrů
4.1 Systém standardních aproximací a možnost
porovnání a výběru typu aproximace
Bez nul přenosu
Strmost
min.

max
22. 5. 2013
č. Typ aproximace
S nulami přenosu
Q
t ust č. Typ aproximace
Linearita
Q
t ust fáz. char.
1 Bessel
0,91
6
6 Feistel-Unbehauen
0,92
4
2 Bessel-Butterworth
1,2
12
7 TICFU
1,25
9
3 Butterworth
1,6
16
8 inverzní Čebyšev
2
20
4 Čebyšev 0,1 – 3 dB
3,3
30
9 Cauer 0,1 – 3 dB
6,6
40
5 Čebyšev 3 dB
8,8
60 10 Cauer 3 dB
19
90
max

min
48
22. 5. 2013
49
Strmost modulové char.
min
Bez nul přenosu
1
Be

2
BeBu
3
Bu
6
FU
S nulami přenosu
Linearita fázové char.
8
IČ
9
10
Ca01-3 Ca-3

5
Če-3
10
Ca-3
S nulami přenosu
4
5
Če01-3 Če-3
7
TICFU
min
Bez nul přenosu
max
4
Če01-3
9
Ca01-3
max
3
Bu
8
IČ
2
BeBu
7
TICFU
1
Be
6
FU
Příklady maximálních hodnot Q pásmové propusti
(B3 = 0,1 F0, B40 = 0,3 F0)
Čebyšev Butterworth inv. Čebyšev Feist.-Unbenhauen
Řád
8
10
8
10
Q max
120
32
29
8
22. 5. 2013
50
Strmé aproximace s vyrovnáním průběhu
skupinového zpoždění pomocí fázovacích obvodů
tg(f)
výsledný filtr - tg = tg1+tg2
fázovací obvod - tg2
U
původní filtr - tg1
0
FM
výsledný filtr
původní
filtr
1
fázovací
obvody
U
2
f
FM FP
Toleranční
syntéza
0
ideální
toler. pole
reálné
KZVL
KPOT
K
22. 5. 2013
2
1
51
4.2 Optimalizace prototypů RLC
- Standardní syntéza
- Optimalizovaná variační syntéza
- minimalizace poměru hodnot součástek
1W
556 mH
krC = 5,9
krL = 2522
351
mH
1,00
F
1,45 H
114
mH
1,27 H
793 mH
184
mH
2,00
H
1,34
F
289
mF
226
mF
1,05 H
1,19 H
733 m H
425
mH
115
mH
11,3 mH
0.2
0
0.5
1
2
f / F0
5
10
KU
[dB]
1W
-20
a)
120 mH
1W
krC = 2,1
krL = 10,3
b)
22. 5. 2013
293
mH
660
mF
458
mH
991
mF
827
mF
477
mF
112 mH
1W
-40
-60
c)
52
4.3 Filtry ARC
Rezonanční obvod:
R1
a)
OZ+R
C
R
C1
L
C2
Syntetické prvky:
R1
b)
OZ+R
R2
OZ+R
LEKV
syntetický dvojný kapacitor
Transformační
dvojbrany:
R1
e)
OZ+R
OZ+R
22. 5. 2013
R2
DEKV
d)
C1
C2
C1
syntetický induktor
R1
RL
R1
c)
C2
C1
DC CR
R2
R2
C2
impedanční
invertor - gyrátor
C1
impedanční
konvertor
(GIC)
C2
R2
53
Bloky 2. řádu s jedním OZ
DP
C2
R
U1
R1
R
C
C1
U1
U2
R2
1
2
DP, PPR : Q 
HP
U1
U1
U2
C2
C2
C1
U2
R2
22. 5. 2013
R3
R4 U
2
U1

1
2R C 1C 2
R1  R2
R1  R2
R1
C
2 R1R2 C1C 2
C
R2
C
SQ
SQ

R4 R3 U2
U1
c)
HP, PPC :
PP
R1
1
C
R2
R
b)
Všechny obvody: F0 
PPC
R
C1
C
a)
C
PPR
HP
Q 
1
2
R1
C
U2
d)

1
2 C R1R2
R2
R1
C1 C2
C1 C 2
článek T se shodnými C
článek T se shodnými R
1 Q 
1 



2
 
 
1
Q

2

1
Q

2

SQ
Q 
1 
 
 1
 
 
Optimum
  1,    (4Q 2 , Q 2 )
1 Q 

 
2

Q 
1
 


1 



 1

  1,    (4Q 2 , Q2 )
54
Filtry ARC vyšších řádů – simulace RLC
varianta
I
II
Ci
LRC
Rj
III
Ci
IV
Ci
Rj
Lk
GIC
DCi
CRj
RCD
CRj
RLk
I
RLk
II
Rj
Rj
R1
U1
GIC
L1
L2
L3
C1
L5
L4
Lk
C2
Ci
U1
U2
C1
RL3
RL2
GIC
U1
22. 5. 2013
C1
RL5
RLk
CR2
GIC
C2
c)
GIC
C2
Ci
RL3
RL2
RL5
RLk
R2
U2
b)
IV
RL1
RL2
RL5
RLk
RL3
RL2
GIC
R2
CRj
CR1
GIC
RL1
RL2
R1
a)
III
RLk
Ci
CRj
CR1
U2
U1
RL1
RL2
CR2
DC1
d)
DC2
DCi
U2
55
Digitálně laděné filtry ARC vyšších řádů
UOUT
VIN
1st
ord.
2nd
ord.
ord.
ord.
ord.
ord.
Reg.
Reg.
Reg.
Reg.
Reg.
Reg.
2nd
2nd
2nd
2nd
display
Feedback
keyboard
mP
VBP+
C*
R*
In
nd
2
order
Main
Out
A
LP
BP+
BP-

B
HP
Q
±
N
A
N
B
N
R1
C*
VHPR1
R1
R1
f0
VLP-
R*
To next
2nd ord
C
PC
VBPRQ
C
RKo
V1
22. 5. 2013
56
22. 5. 2013
57
5. Optimalizace oscilátorů
5.1 Oscilátory ARC (THD<0.001%)
UVÝST
PP- ARC
UVÝST
ARC univerzální
f0
PP- ARC
f0
f0
kvazilin.
řízení
výstup s
DP nízkým k
20
KU
23
[dB]
PP
kvadraturní
výstup
28
0
31
6
9,5
-20
OTA
PP
12
DP
a)
b)
ARC univerzální
f0
d)
c)
-40
100
20
KU
HP
DP
DP
[dB]
0
PP
DPN
PP
11
100
x2
x2
OTA
-40
b)
f [Hz] 10000
14
-20
OTA
a)
1000
1000
f [Hz] 10000
c)
22. 5. 2013
58
5.2 Krystalové oscilátory – krátkodobá stabilita
Zpětnovazební teorie ( AB=1, jA+jB=0)
DP 3. ř. (Colpitts)
R1
U1
CS
Cp1
LS
Co
PP - sériový rez. obvod PP
RS
Cp2 R
2
PP – paralelní rez. obvod
R1
U2
U1
CS
LS
Co
Cp
RS
RS
R2
R1
U1
U2
LS
Co
Cp
R2
CS
PP – SRO:
- stabilizace amplitudy
- krátkodobá stabilita
f0/f0 = 1*10-10
22. 5. 2013
59
U2
6. Memristory
Memristor = prvek s paměťovým efektem: pamatuje se parametr prvku =
odpor
u
∫udt= j =f(q)
i
R(q)
0
dj
dq
∫idt= q

R
q
Velikost odporu (vodivosti) závisí na historii (integrálu) proudu. Po
odpojení zdroje se integrál nemění a odpor memristoru je pamatován.
22. 5. 2013
60
Fyzikální realizace
TiO2 memristor z HP laboratoří, 2008
Hydraulická analogie
Pt
Pt
TiO2-
TiO 2
w(t)
i(t)
D
v(t)
průtok
0
tlak
R(t)=f(historie tlaku)
22. 5. 2013
17.2.2012
61
Neuronová buňka modelovaná Hodgkinem a Huxleyem (1952,
Nobelova cena v r.1963 for their discoveries concerning the ionic
mechanisms involved in excitation and inhibition in the peripheral and
central portions of the nerve cell membrane)
Chua, L. et al. International Journal of Bifurcation and Chaos, Vol. 22,
No. 4 (2012) 1250098 (49 pages)
giant axon of the North Atlantic squid
Loligo
22. 5. 2013
62
Prvky vyšších řádů z Chuovy periodické tabulky
"My situation was similar to that of the Russian chemist Dmitri Mendeleev who
invented the periodic table in 1869. Mendeleev postulated that there were
elements missing from the table, and now all those elements have been found.
Likewise, Stanley Williams at HP Labs has now found the first example of the

missing memristor circuit element."
-: Leon
1
0 Chua
O.
3
-1
2
1
0
-1
-2
-3
22. 5. 2013
-3
-2
-1
0
1
2

3
63
Modelování a simulace prvků vyšších řádů
Příspěvek prof. Biolka a kol.
První SPICE model TiO2 memristoru vyrobeného v laboratořích HP
(celosvětové použití, 7. nejcitovanější publikace o meristorech)
22. 5. 2013
64
Modelování a simulace prvků vyšších řádů
Příspěvek prof. Biolka
První implementace modelů MR, ML, a MC v comerčním
simulačním programu
22. 5. 2013
65
Hardwarová emulace prvků vyšších řádů
Příspěvek prof. Biolka a jeho spolupracovníků

Mutátorová emulace volitelného prvku vyšších řádů
-:
1
0
3
-1
2
1
resistor
0
-1
-2
-3
-3
-2
22. 5. 2013
-1
0
1
2
3

66
7. ČT a ČZS (výuka)
7.1 Embedded technika a mikroprocesory
- procesory ARM
- výuka Kit ATMEGA 128 (Assembler – C, JTAG)
- sběrnice (USART, I2C, SPI, USB, CAN, LIN…)
- aplikace věda, SV, STČ, DP:
- Digitálně řízený AM-FM generátor s DDS
- „Sběr dat“ 4-kanál 16 bit 50 MHz
22. 5. 2013
67
7.2 Číslicové zpracování signálů
- Fyzikální přístup (základ v analogovém ZS)
- DFT – „pseudo“ transformace ( FŘ,  FT)
– = IIR filtr, = korelace
– kmitočtová osa spektra ( i lin x log osa)
– neperiodičnost (okénkování)
– dynamický rozsah
– „synchronní“ měření modulu a fáze
harmonického signálu („absolutní“)
- Kmitočtová filtrace (= modelování přenosu AF)
- vztah a souvislosti FIR, IIR, DK a FF
- přeceňování FIR („ploché“ analog. aproximace,
možnosti „otáčených“ IIR filtrů atd.)
22. 5. 2013
68
Děkuji za
pozornost !
22. 5. 2013
69

klikněte sem - Univerzita obrany

Transkript

Podobné dokumenty