Vy´konovy´ zesilovacˇ pro pa´smo 21–23 GHz

České vysoké učenı́ technické v Praze
Fakulta elektrotechnická – katedra elektromagnetického pole
Výkonový zesilovač
pro pásmo 21–23 GHz
X17DIP – Diplomová práce
Vypracoval: Bc. Ondřej Morávek
Vedoucı́ práce: prof. Ing. Karel Hoffmann, CSc.
Abstrakt
Cı́lem této diplomové práce je navrhnout výkonový zesilovač pro kmitočtové pásmo
21–23 GHz. Pro návrh budicı́ho stupně byly použity změřené S–parametry tranzistoru. Pro
návrh koncového stupně byla použita load-pull měřicı́ metoda. Celý zesilovač je navržen jako
dvoustupňový, kde každý stupeň je v balančnı́ struktuře. Práce je rozdělena na teoretickou
část, teoretický návrh různých verzı́ zesilovačů v programu AWR Microwave Office a na jejich
praktickou realizaci a porovnánı́ s naměřenými výsledky. Výsledky návrhu jsou zhodnoceny
v závěru.
Klı́čová slova: mikrovlnný, planárnı́, výkonový, zesilovač, kmitočtové pásmo K
Abstract
The main goal of this diploma thesis is to realize microwave power amplifier for the
frequency band 21–23 GHz. Measured S–parameters have been used for the first stage of
final amplifier. The second stage has been realized with usage of the load-pull measurement.
The final amplifier is realized as two-stage amplifier, where both stages are in balanced
structure. Thesis is being divided into the theoretical part, following by theoretical examples
of different amplifiers designed using AWR Microwave Office compared with the measured
data of realized amplifiers. The results are discussed in the conclusion in the end.
Keywords: microwave, planar, power, amplifier, K frequency band
ii
Poděkovánı́
Rád bych touto cestou poděkoval všem, kteřı́ mi pomáhali, poskytovali cenné rady, či mě
jinak podporovali při tvorbě této práce. Děkuji zejména panu profesoru Karlu Hoffmannovi,
který mi poskytoval rady teoretického i praktického charakteru. Děkuji také mé rodině za
finančnı́ a psychickou podporu, bez které by tato práce nemohla vzniknout.
Prohlášenı́
Prohlašuji, že jsem diplomovou práci Výkonový zesilovač pro pásmo 21–23 GHz vypracoval samostatně a použil k tomu pouze literaturu, kterou uvádı́m v seznamu přiloženém
k diplomové práci.
Adresa:
Bc. Ondřej Morávek
Lužická 420/16
779 00 Olomouc
V Praze dne 13. 5. 2010
vlastnoručnı́ podpis
iii
Obsah
Seznam obrázků
vi
Seznam tabulek
viii
Seznam symbolů a zkratek
ix
1
Úvod
1
2
Teoretická část
2.1 Mikrovlnné zesilovače a tranzistory . .
2.1.1 Parametry zesilovačů . . . . . .
2.1.2 Vnitřnı́ struktura VF zesilovačů .
2.2 Balančnı́ struktura . . . . . . . . . . . . .
2.3 Děliče výkonu . . . . . . . . . . . . . . .
.
.
.
.
.
2
2
2
4
5
6
3
Použitý tranzistor
3.1 Naměřené S-parametry . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8
9
4
Návrh balančnı́ho budicı́ho stupně
4.1 Postup návrhu podmı́něně stabilnı́ho zesilovače [1]
4.2 Přizpůsobovacı́ obvody . . . . . . . . . . . . . . . .
4.2.1 Vstupnı́ přizpůsobovacı́ obvod . . . . . . . .
4.2.2 Výstupnı́ přizpůsobovacı́ obvod . . . . . . .
4.3 Napájecı́ obvody a stejnosměrné oddělenı́ . . . . . .
4.3.1 Napájecı́ obvod pro gate . . . . . . . . . . . .
4.3.2 Napájecı́ obvod pro drain . . . . . . . . . . .
4.4 Wilkinsonovy děliče (slučovače) výkonu . . . . . . .
4.5 Výsledný návrh . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.5.1 Průběhy S-parametrů . . . . . . . . . . . . .
4.5.2 Seznam součástek . . . . . . . . . . . . . . .
4.6 Měřenı́ zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
iv
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
12
12
14
14
14
16
17
17
19
20
20
21
22
5
6
7
8
Návrh budicı́ho stupně
5.1 Prvnı́ vývojová verze .
5.2 Druhá vývojová verze
5.3 Třetı́ vývojová verze .
5.4 Čtvrtá vývojová verze
5.5 Pátá vývojová verze . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
23
23
23
25
25
26
Návrh koncového stupně
6.1 Postup návrhu koncového zesilovacı́ho stupně
6.2 Použitı́ mikrovlnných tunerů . . . . . . . . . .
6.3 Měřenı́ load-pull metodou . . . . . . . . . . . .
6.3.1 Naměřená data . . . . . . . . . . . . . .
6.3.2 Transformace zı́skaných dat . . . . . . .
6.4 Návrh upraveného zesilovače . . . . . . . . . .
6.4.1 Prvnı́ varianta upraveného zesilovače .
6.4.2 Druhá varianta upraveného zesilovače
6.5 Realizace a měřenı́ modifikovaného zesilovače
6.5.1 Naměřená data . . . . . . . . . . . . . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
28
28
29
29
31
31
35
35
36
37
37
.
.
.
.
.
.
40
40
40
40
41
42
44
Závěr
8.1 Vyhodnocenı́ parametrů zesilovače a jejich srovnánı́ s požadavky v zadánı́ . .
8.2 Dodatečné poznatky a námět na dalšı́ práci v této oblasti . . . . . . . . . . . .
45
45
46
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
Návrh výsledného dvoustupňového zesilovače
7.1 Postup návrhu a použité komponenty . . .
7.2 Stabilizátor napájecı́ch napětı́ . . . . . . . .
7.2.1 Seznam součástek . . . . . . . . . .
7.3 Krabička a konektory . . . . . . . . . . . . .
7.4 Naměřená data . . . . . . . . . . . . . . . .
7.5 Fotografie zesilovače . . . . . . . . . . . . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
Literatura
47
A Motiv navržených zesilovacı́ch stupňů
48
v
Seznam obrázků
2.1
2.2
2.3
2.4
Základnı́ systémové zapojenı́ VF zesilovače . . . . . . . . . . . . . . .
Vnitřnı́ struktura VF zesilovačů s vyznačenými koeficienty odrazu .
Struktura a zapojenı́ balančnı́ho zesilovače . . . . . . . . . . . . . . .
Schéma obyčejného a kompenzovaného Wilkinsonova děliče výkonu
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
3
4
5
7
3.1
3.2
Vnitřnı́ struktura HEMT . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Naměřené S-parametry tranzistoru Excelics EPA018A–70 na substrátu Arlon
CuClad 233, o tloušt’ce h = 0, 508mm v klidovém pracovnı́m bodě UDS = 6V,
IDS = 30mA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
8
4.5
4.6
4.7
4.8
4.9
4.10
4.11
4.12
4.13
Kružnice stability SCIR2 a kružnice konstantnı́ho výkonového zisku GPC MAX
v rovině ΓL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3D náhled na výsledný motiv vstupnı́ho přizpůsobovacı́ho obvodu . . . . . .
3D náhled na výsledný motiv výstupnı́ho přizpůsobovacı́ho obvodu . . . . .
3D náhled na výsledný motiv přizpůsobovacı́ch obvodů a kontaktů pro source
kontakty pouzdra tranzistoru . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
3D náhled na výsledný motiv interdigitálnı́ho kapacitoru . . . . . . . . . . . .
Průběh S-parametrů pro model interdigitálnı́ho kapacitoru . . . . . . . . . . .
Schéma napájecı́ch obvodů . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Parametry navrženého děliče . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Frekvenčnı́ závislost S-parametrů zesilovacı́ větve a balančnı́ struktury. . . . .
3D pohled na motiv výsledného balančnı́ho zesilovače . . . . . . . . . . . . .
Fotografie navrženého balančnı́ho zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schéma měřicı́ soustavy při měřenı́ navrženého balančnı́ho zesilovače . . . .
Naměřená data navrženého balančnı́ho zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . .
5.1
5.2
5.3
5.4
5.5
5.6
5.7
5.8
Schéma měřicı́ soustavy při měřenı́ prvnı́ vývojové verze výsledného zesilovače
S-parametry prvnı́ vývojové verze zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
S-parametry druhé vývojové verze zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
S-parametry třetı́ vývojové verze zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Fotografie navrženého zesilovače (verze č. 3) . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
S-parametry čtvrté vývojové verze zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
S-parametry páté vývojové verze zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Fotografie navrženého zesilovače (verze č. 5) . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
4.1
4.2
4.3
4.4
vi
9
12
14
15
15
16
17
18
19
20
21
21
22
22
23
24
24
25
26
26
27
27
6.11
6.12
6.13
6.14
6.15
6.16
Schéma měřicı́ soustavy při zatı́ženı́ navrženého zesilovače (verze č. 3) vysokým vstupnı́m výkonem . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Schéma měřicı́ soustavy při kalibraci mikrovlnného tuneru MT983A01 . . . .
Fotografie pracoviště během kalibrace mikrovlnného tuneru MT983A01 . . .
Schéma měřicı́ soustavy měřenı́ navrženého zesilovače load-pull technikou . .
Schéma měřicı́ soustavy při měřenı́ zesilovače load-pull technikou . . . . . . .
Fotografie pracoviště během měřenı́ zesilovače load-pull technikou . . . . . .
Přenosové charakteristiky DUT a vypočtený zisk . . . . . . . . . . . . . . . . .
Smithův diagram s vyznačenými body impedance . . . . . . . . . . . . . . . .
Schéma referenčnı́ch rovin při měřenı́ činitele odrazu mikrovlnného tuneru .
Princip úpravy velkosignálových přizpůsobovacı́ch obvodů dle naměřených
dat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Motiv navrženého velkosignálového přizpůsobenı́ . . . . . . . . . . . . . . . .
Motiv navrženého velkosignálového přizpůsobenı́ . . . . . . . . . . . . . . . .
S11 navrženého přizpůsobenı́ na výstupu . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Fotografie navrženého zesilovače (velkosignálová verze) . . . . . . . . . . . .
Přenosové charakteristiky velkosignálového zesilovače . . . . . . . . . . . . .
3D zobrazenı́ naměřených dat . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7.1
7.2
7.3
7.4
7.5
7.6
7.7
7.8
Schéma stabilizátoru napájecı́ch napětı́ . . . . . . . . . . . . .
Motiv stabilizátoru napájecı́ch napětı́ . . . . . . . . . . . . . .
S-parametry finálnı́ho zesilovače . . . . . . . . . . . . . . . .
Přenosové charakteristiky výsledného zesilovače . . . . . . .
3D zobrazenı́ naměřených dat . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Fotografie stabilizátoru napájecı́ch napětı́ . . . . . . . . . . .
Fotografie dvoustupňového zesilovače v průběhu osazovánı́
Fotografie zrealizovaného dvoustupňového zesilovače . . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
41
41
42
43
43
44
44
44
A.1
A.2
A.3
A.4
A.5
A.6
A.7
A.8
A.9
Motiv balančnı́ho zesilovače (1:1) . . . . . . . . . . . . . .
Motiv prvnı́ verze budicı́ho stupně (1:1) . . . . . . . . . .
Motiv druhé verze budicı́ho stupně (1:1) . . . . . . . . . .
Motiv třetı́ verze budicı́ho stupně (1:1) . . . . . . . . . . .
Motiv čtvrté verze budicı́ho stupně (1:1) . . . . . . . . . .
Motiv páté verze budicı́ho stupně (1:1) . . . . . . . . . . .
Motiv třetı́ velkosignálové verze koncového stupně (1:1)
Motiv finálnı́ho dvoustupňového zesilovače (1:1) . . . . .
Motiv stabilizátoru napájecı́ch napětı́ (1:1) . . . . . . . . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
48
48
48
49
49
49
49
50
50
6.1
6.2
6.3
6.4
6.5
6.6
6.7
6.8
6.9
6.10
vii
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
28
29
30
30
31
32
33
34
34
35
36
36
37
38
38
39
Seznam tabulek
2.1
2.2
2.3
Dělenı́ tranzistorových zesilovačů podle výstupnı́ho výkonu . . . . . . . . . .
Dělenı́ tranzistorových zesilovačů podle použité šı́řky pásma . . . . . . . . .
Význam koeficientů odrazu použı́vaných při návrhu VF zesilovače . . . . . .
2
3
5
4.1
4.2
4.3
14
15
4.4
4.5
4.6
Optimalizované rozměry přizpůsobovacı́ho obvodu na vstupu tranzistoru . .
Optimalizované rozměry přizpůsobovacı́ho obvodu na výstupu tranzistoru .
Optimalizované parametry interdigitálnı́ho kapacitoru pro stejnosměrné oddělenı́ napájecı́ch signálů . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Parametry a rozměry součástek v napájecı́ch obvodech . . . . . . . . . . . . .
Optimalizované rozměry navrženého děliče . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Seznam použitých součástek v navrženém zesilovači . . . . . . . . . . . . . .
16
18
19
21
6.1
6.2
6.3
Naměřený výstupnı́ výkon zesilovače bez připojeného mikrovlnného tuneru
Naměřený výstupnı́ výkon při load-pull měřenı́ . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Bod jedno-decibelové komprese vypočtený z naměřených dat . . . . . . . . .
29
31
38
7.1
7.2
Seznam použitých součástek v navrženém stabilizátoru . . . . . . . . . . . . .
Bod jedno-decibelové komprese vypočtený z naměřených dat . . . . . . . . .
40
42
viii
Seznam symbolů a zkratek
λ
λg
εr
ε0
c
Z
Z0
Γ
PSV
RL
EM
RBW
VBW
SPAN
SMD
HEMT
FET
MESFET
GaAs
VNA
PNA
SkA
SpA
DUT
SMA
THRU
load-pull
Vlnová délka ve vakuu, [m]
Vlnová délka na vedenı́, [m]
Relativnı́ permitivita
Permitivita vakua
Rychlost světla ve vakuu, c ≈ 3 · 108 m
s
Vlnová impedance, [Ω]
Charakteristická impedance vedenı́, [Ω]
Činitel odrazu na vedenı́
Poměr stojatých vln
Útlum odrazů
Elektromagnetický
Šı́řka pásma rozlišovacı́ho filtru spektrálnı́ho analyzátoru
Šı́řka pásma vyhlazovacı́ho filtru spektrálnı́ho analyzátoru
Rozkmit zobrazovaného spektra spektrálnı́ho analyzátoru
Součástky určené pro povrchovou montáž
Tranzistor s vysokou pohyblivostı́ elektronů
Tranzistor řı́zený polem
Tranzistor FET s přechodem kov–polovodič
Galliumarsenid, polovodičová sloučenina gallia a arsenu
Vektorový obvodový analyzátor
Programovatelný vektorový obvodový analyzátor
Skalárnı́ analyzátor
Spektrálnı́ analyzátor
Měřený objekt
SubMiniature version A konektor
Kalibračnı́ vedenı́, které realizuje ideálnı́ propojenı́ dvou bran
Metoda, kterou se hledá ideálnı́ impedance na výstupu tranzistoru
ix
Kapitola 1
Úvod
Návrh výkonového zesilovače pro pásmo 21–23 GHz najde uplatněnı́ ve velmi širokém spektru aplikacı́. Konkrétnı́ navrhovaný zesilovač najde své uplatněnı́ jako součást
složitějšı́ho radarového systému – konkrétně se bude jednat o koncový výstupnı́ zesilovacı́
stupeň. Cı́lem tedy je zı́skat co nejvyššı́ výkon na výstupu (maximálnı́ hodnota bodu jedno–
decibelové komprese – P−1dB ).
V rámci projektu z minulého semestru byl teoreticky navržen pouze budicı́ stupeň výkonového zesilovače. V této práci budou prezentovány i naměřené výsledky budicı́ho stupně,
který byl po odevzdánı́ projektu také realizován.
Tato diplomová práce bude pojednávat jak o nově navrženém budicı́m stupni, tak o koncovém stupni výkonového zesilovače. Zesilovač bude navržen s použitı́m pouzdřeného
tranzistoru Excelics EPA018A-70 [5]. Jedná se o tranzistor typu HEMT s typickým výkonem
20 dBm na frekvenci 18 GHz, typ tranzistoru je podrobně popsán v teoretické části tohoto projektu. Oba stupně zesilovače jsou navrženy v balančnı́ struktuře. Vı́ce informacı́ o výhodách
a nevýhodách balančnı́ struktury je také uvedeno v teoretické části.
Návrh budicı́ho stupně zesilovače byl proveden dle ověřených návrhových vztahů a
všechny výpočty byly provedeny v programu AWR Microwave Office . Motiv layoutu připravený pro realizaci a osvı́cenı́ na fólii byl připraven s pomocı́ software Accel Gerber, PDFCreator
a Adobe Illustrator.
Návrh koncového stupně byl proveden tzv. load-pull technikou s použitı́m mikrovlnných
tunerů od firmy Maury Microwave Corporation [9].
1
Kapitola 2
Teoretická část
V teoretické části bude pojednáváno o teoretických odvozenı́ch a hlavně o principech
funkčnosti použitých bloků a pojmů.
2.1
Mikrovlnné zesilovače a tranzistory
Ve vysokofrekvenčnı́ch (VF) systémech se použı́vá celá řada různých typů zesilovačů.
Rozdělenı́ nenı́ jen formálnı́, pro jednotlivé typy zesilovačů se použı́vajı́ velmi rozdı́lné typy
tranzistorů a často se zcela zásadnı́m způsobem lišı́ jejich návrh. [1]
Mikrovlnné zesilovače dělı́me podle:
• výstupnı́ho výkonu (obecné stupně, budicı́ stupně, koncové stupně, dále viz tabulka 2.1)
• šı́řky přenášeného pásma (viz tabulka 2.2)
• speciálnı́ zesilovače (nı́zkošumové, logaritmické, regulačnı́, „feed–forward“)
• způsobu realizace
2.1.1
Parametry zesilovačů
Na obrázku 2.1 je znázorněno základnı́ systémové zapojenı́ VF zesilovače s budicı́m
generátorem, zátěžı́ a vyznačenı́m vybraných parametrů. Nejdůležitějšı́ jsou následujı́cı́ parametry:
Název
Výstupnı́ výkon
Návrh
Lineárnı́ zesilovače
Zesilovače střednı́ho výkonu
Výkonové zesilovače
≤ 10mW
≤ 500mW
≈ 100 ÷ 102 W
malosignálové S-parametry
malosignálové S-parametry
velkosignálové S-parametry
Tabulka 2.1: Dělenı́ tranzistorových zesilovačů podle výstupnı́ho výkonu
2
Název
Šı́řka pásma
Návrh
Úzkopásmové zesilovače
Širokopásmové zesilovače
Extrémně širokopásmové
B ≤ 10%f0
B ≈ 100%
B ≈ 200%
přesný, přı́mé návrhové vztahy
aproximativnı́, iterativnı́ postupy
zpětnovazebnı́, s postupnou vlnou
Tabulka 2.2: Dělenı́ tranzistorových zesilovačů podle použité šı́řky pásma
Obrázek 2.1: Základnı́ systémové zapojenı́ VF zesilovače
Zisk
• definován poměrem výkonů
• udává se v dB
G=
Pout
Pin
(2.1)
Pout
Pin
(2.2)
1 + |Γ|
1 − |Γ|
(2.3)
GdB = 10 log
Vstupnı́ a výstupnı́ odrazy
• označenı́ Γin , Γout
• fáze odrazů bývá nedůležitá
• požadavkem bývá napřı́klad |Γ| < 0, 2
• lze uvádět i pomocı́ PSV (viz vztah 2.3)
P SV =
• lze vyjádřit i pomocı́ takzvaného „útlumu odrazů“, z angl. Return Loss:
|Γ|dB = RL = −20 log |Γ|
3
(2.4)
Stabilita
• nejlepšı́ je dosáhnout absolutnı́ stability
• musı́ být analyzována a zabezpečena v celém aktivnı́m pásmu použitého tranzistoru
• nestabilita může vést k rozkmitánı́ zesilovače, degradaci parametrů, přı́padně i k přetı́ženı́ a nevratnému poškozenı́ dalšı́ch stupňů v systému
Šumové parametry
• jsou důležité zejména u vstupnı́ch obvodů, které zpracovávajı́ velmi slabé signály
• nejčastěji jsou popisovány šumovým čı́slem F nebo ekvivalentnı́ šumovou teplotou Te
• pro návrh nı́zkošumových parametrů je nutná znalost šumových parametrů použitého
tranzistoru
Nelineárnı́ parametry
• jsou důležité u obvodů, které zpracovávajı́ silné signály
• udává se napřı́klad bod decibelové komprese P−1dB
• udávajı́ se odstupy intermodulačnı́ch produktů nebo body zahrazenı́1
2.1.2
Vnitřnı́ struktura VF zesilovačů
Obrázek 2.2: Vnitřnı́ struktura VF zesilovačů s vyznačenými koeficienty odrazu
Na obrázku 2.2 je znázorněna základnı́ vnitřnı́ struktura VF zesilovačů. Význam použitých parametrů je uveden v tabulce 2.3.
Vlastnı́ tranzistor má na vstupu i výstupu na všech pracovnı́ch frekvencı́ch obvykle přı́liš velké koeficienty odrazu Γ1 a Γ2 na to, aby jej bylo možné ve funkci zesilovače zapojit
přı́mo do impedance Z0 . Mezi vstupnı́ a výstupnı́ konektory s impedancı́ Z0 je nutné zapojit
vstupnı́ a výstupnı́ přizpůsobovacı́ obvody (PO). Vstupnı́ přizpůsobovacı́ obvod transformuje impedanci Z0 na koeficient odrazu ΓG . Při návrhu zesilovače je koeficient odrazu ΓG
optimalizován napřı́klad vzhledem k požadavkům na minimalizaci vstupnı́ho odrazu nebo
minimalizaci šumového čı́sla výsledného zesilovače.
1
z angl. intercept point
4
Parametr
Popis
Γ1 = s11 0
Γ2 = s22 0
ΓG
ΓL
Γin
Γout
vstupnı́ koeficient odrazu tranzistoru zatı́ženého ΓL
výstupnı́ koeficient odrazu tranzistoru s ΓG na vstupu
koeficient odrazu, který „vidı́“ vstup tranzistoru
koeficient odrazu, který „vidı́“ výstup tranzistoru
vstupnı́ koeficient odrazu celého zesilovače
výstupnı́ koeficient odrazu celého zesilovače
Tabulka 2.3: Význam koeficientů odrazu použı́vaných při návrhu VF zesilovače
Výstupnı́ přizpůsobovacı́ obvod transformuje impedanci Z0 na koeficient odrazu ΓL . Při
návrhu zesilovače je koeficient ΓL optimalizován napřı́klad vzhledem k požadavkům na
minimalizaci výstupnı́ho odrazu nebo stabilitu výsledného zesilovače.
2.2
Balančnı́ struktura
Obrázek 2.3: Struktura a zapojenı́ balančnı́ho zesilovače
Základnı́ zapojenı́ zesilovačů do balančnı́ struktury je uvedeno na obrázku 2.3. Vstupnı́
signál je rozbočen 3 dB děličem výkonu do dvou větvı́ pro identické zesilovače Z1 a Z2,
přičemž signál pro zesilovač Z1 je o 90◦ fázově posunut oproti signálu pro zesilovač Z2. Na
výstupu je zapojen slučovač výkonu, který sčı́tá zesı́lené signály tak, aby se výsledné fázové
posuny v obou větvı́ch vyrovnaly.
V tomto zapojenı́ lze při uvažovánı́ nulových ztrát v děličı́ch výkonu dosáhnout, že
z pohledu vstupnı́ a výstupnı́ brány bude platit [1]:
Γin =
1
(ΓinZ1 − ΓinZ2 )
2
(2.5)
1
(−ΓoutZ1 + ΓoutZ2 )
(2.6)
2
Odražené signály od zesilovačů jsou absorbovány v bezodrazových koncovkách, nebo
v rezistoru, který je součástı́ použitého děliče výkonu. Vlastnosti dobře navržených balančΓout =
5
nı́ch zesilovačů jsou následujı́cı́.
• Pokud jsou oba zesilovače identické, mohou být i prakticky dosahované hodnoty Γin ,
Γout velmi malé, a to pro téměř libovolné ΓinZ1 , ΓoutZ1 , ΓinZ2 , ΓoutZ2 . Balančnı́ konfigurace může proto velmi efektivně řešit problémy s velkými odrazy, jako napřı́klad
u nı́zkošumových zesilovačů, zesilovačů s potenciálně nestabilnı́mi tranzistory nebo
u širokopásmových zesilovačů s odrazným vyrovnánı́m frekvenčnı́ závislosti zisku.
• Vlastnosti balančnı́ch zesilovačů jsou jen nepatrně ovlivňovány okolnı́mi obvody.
• Šumové čı́slo balančnı́ho zesilovače se přibližně shoduje s šumovým čı́slem samotného
zesilovače s uvažovánı́m ztrát v děliči výkonu.
• Zisk balančnı́ch zesilovačů je shodný se ziskem samostatného zesilovače mı́nus ztráty
v děliči a slučovači výkonu.
• Výstupnı́ výkon je oproti samotnému zesilovači dvojnásobný (mı́nus ztráty v děliči a
slučovači výkonu).
• U balančnı́ch zesilovačů lze obvykle dosáhnout vynikajı́cı́ širokopásmové systémové
stability a to i s potenciálně nestabilnı́mi tranzistory.
• Balančnı́ zesilovače majı́ dvojnásobný přı́kon.
• Rozměry balančnı́ho zesilovače jsou podstatně většı́ než rozměry jednoho zesilovače.
Balančnı́ zesilovače majı́ obecně vynikajı́cı́ parametry a jsou téměř ideálnı́ systémové
komponenty. Jejich nevýhodou jsou většı́ rozměry, přı́kon a cena. Jako širokopásmové kvadraturnı́ děliče jsou nejvýhodnějšı́ Langeho vazebnı́ členy [2]. Mı́sto Langeho kvadraturnı́ch
článků se použı́vajı́ Wilkinsonovy děliče výkonu [2]. Fázový posun 90◦ je zajištěn úsekem
vedenı́ s impedancı́ Z0 a délkou λ/4.
2.3
Děliče výkonu
Pro realizaci balančnı́ struktury je nutné použı́t 3dB děliče výkonu s izolacı́ mezi výstupnı́mi branami a vzájemným fázovým posunem výstupnı́ch signálů 90◦ . Pro realizaci
zesilovače se dı́ky své jednoduchosti a dobrým vlastnostem použı́vajı́ děliče výkonu se soufázovými výstupy. Požadovaného fázového posunu je dosaženo λg /4 úseky vedenı́.
Často se použı́vajı́ také kvadraturnı́ členy [2], jako jsou interdigitálnı́ Langeho odbočnice
nebo přı́čkové hybridnı́ členy. Tyto prvky ale majı́ nevýhodu v tom, že frekvenčnı́ závislost
jejich odbočeného útlumu je pro oba výstupy různá a zesilovače v balančnı́ struktuře tedy
nepracujı́ se stejným výkonem. Naproti tomu děliče výkonu se soufázovými výstupy odvozené od 3dB Wilkinsonova děliče výkonu [2] dělı́ vstupnı́ signál na dvě stejné části, a to
na jakékoliv frekvenci (rozbočovacı́ útlum na frekvencı́ch mimo pásmo děliče bude vlivem
nepřizpůsobenı́ a rostoucı́ch ztrát vyššı́).
6
(a) Obyčejný
(b) Kompenzovaný
Obrázek 2.4: Schéma obyčejného a kompenzovaného Wilkinsonova děliče výkonu
Schéma jednoduchého děliče je na obrázku 2.4a. Velikost odporu R je rovna 100Ω. Pro
Z0 = 50Ω tedy platı́, že
Z1 =
√
2 · 50 ≈ 70, 7Ω
(2.7)
V kompenzované variantě se použı́vá předřazený čtvrtvlnný transformátor. Zde pro
Z0 = 50Ω platı́
50
Z1 = √
≈ 42Ω
4
2
√
4
Z2 = 2 · 50 ≈ 59, 5Ω
7
(2.8)
(2.9)
Kapitola 3
Použitý tranzistor
Tranzistor, který byl při návrhu tohoto projektu použit, byl vyroben firmou Excelics [5].
Jedná se o takzvaný HEMT1 tranzistor. Bývá také označován jako Heterojunction FET. Jsou
to tranzistory podobné tranzistorům MESFET. Pracujı́ však na poněkud odlišném principu.
Oproti tranzistorům MESFET se vyznačujı́ předevšı́m většı́ meznı́ frekvencı́ (až stovky GHz) a
nižšı́m šumovým čı́slem. Struktura tranzistoru HEMT podle [1] je vyobrazena na obrázku 3.1.
Obrázek 3.1: Vnitřnı́ struktura HEMT
Na substrát GaAs je postupně nanesena sekvence vrstev:
• nedotovaný nebo jen málo dotovaný kanál GaAs s výškou 0, 5 až 1µm
• velmi tenká (2 až 5nm) oddělovacı́ nedopovaná vrstva AlGaAs
• vysoce dopovaná vrstva N + AlGaAs fungujı́cı́ jako zdroj elektronů pro 2DEG2
• dalšı́ dopovaná vrstva N + GaAs s výškou 30 až 50nm k vytvořenı́ dobrých ohmických
kontaktů a ochrana AlGaAs před oxidacı́
1
z angl. High Electron Mobility Transistor
2DEG – z angl. Two–Dimensional Electron Gas. Elektrony v této vrstvě se mohou volně pohybovat jen ve dvou
souřadnicı́ch, paralelně s heteropřechodem, ale ne přes heteropřechod.
2
8
Leptánı́m je následně odstraněna vrstva N + GaAs a částečně i N + AlGaAs (viz obrázek 3.1). Na odkrytém povrchu je vytvořeno hradlo gate. Výška aktivnı́ vrstvy AlGaAs by
měla být velmi malá. Vrstva 2DEG se vytvořı́ v GaAs kanálu těsně pod heteropřechodem.
Funkce HEMT je tedy velmi podobná funkci struktur MESFET. Pod Shottkyho přechodem v oblasti gate se vytvořı́ oblast kladného prostorového náboje. Dalšı́ oblast prostorového
náboje se vytvořı́ na straně AlGaAs heteropřechodu. Pro správnou funkci HEMT by se tyto
oblasti měly překrývat tak, aby vrstva AlGaAs byla vzhledem k nosičům náboje plně vyprázdněná. Při záporném předpětı́ hradla vniká elektrické pole do polovodiče a dle intenzity
vyprazdňuje i vrstvu 2DEG.
3.1
Naměřené S-parametry
(a) S11
(b) S22
(c) S21
(d) S12
Obrázek 3.2: Naměřené S-parametry tranzistoru Excelics EPA018A–70 na substrátu Arlon
CuClad 233, o tloušt’ce h = 0, 508mm v klidovém pracovnı́m bodě UDS = 6V, IDS = 30mA
9
S-parametry použitého tranzistoru Excelics byly naměřeny na substrátu Arlon CuClad
233 [10]. Pro měřenı́ byl použit vektorový analyzátor Agilent PNA E8364A [6]. Zobrazená
naměřená data majı́ referenčnı́ rovinu uvnitř součástky, proto je nutné při dalšı́m návrhu tyto
hodnoty transformovat po vedenı́, na kterém byly dané parametry naměřeny. Chyba naměřených S-parametrů je dána zejména přesnostı́ kalibrace na mikropáskovém vedenı́, která
může být na vyššı́ch kmitočtech problematická, což může způsobovat zásadnı́ nepřesnosti
při návrhu zesilovače.
Naměřené S-parametry byly, co se týče amplitudy, přibližně ve shodě (chyba max 10%
v návrhovém pásmu 21 – 23 GHz) s udávanými S-parametry výrobce [5]. Nicméně fázově se
lišily velmi výrazně (vı́ce než 30◦ ). Důvodem je to, že výrobce neudává, ve které referenčnı́
rovině byly naměřené S-parametry změřeny.
(a) Průběh Rolletova činitele stability pro použitý
tranzistor
(b) Kmitočtová závislost Gms použitého tranzistoru
Na obrázku 3.3a je zobrazen průběh Rolletova činitele stability. Z jeho průběhu je vidět, že
po celé šı́řce pásma na návrhových kmitočtech je tranzistor potenciálně nestabilnı́ (k < 1) [1].
To znamená, že:
• nenı́ definován zisk Gamax 3 .
• zesilovač nenı́ možné přizpůsobit současně na vstupu i výstupu.
• provoznı́ zisk musı́ být menšı́ než Gms 4 .
Je možné navrhnout zesilovač, který:
• bude alespoň podmı́něně stabilnı́.
• může být ideálně přizpůsobený alespoň na vstupu nebo na výstupu.
• může být obecně nepřizpůsobený na vstupu i na výstupu.
• bude mı́t provoznı́ zisk obvykle o několik dB nižšı́ než Gms .
3
Maximálnı́ dosažitelný zisk Gamax je definován pouze pro absolutně stabilnı́ tranzistor (k > 1).
Maximálnı́ stabilnı́ zisk Gms je nejvyššı́ hodnota provoznı́ho zisku, při které je |Γin | ≤ 1 a současně |Γout | ≤ 1.
V praxi se volı́ provoznı́ zisk zesilovače menšı́ než Gms .
4
10
Maximálnı́ stabilnı́ zisk tranzistoru na střednı́m kmitočtu 22 GHz je roven Gms = 14, 304
dB. Průběh hodnoty MSG vypočtené programem AWR Microwave Office je zobrazen na obrázku 3.3b. V návrhovém pásmu se pohybuje v rozmezı́ 14 – 15 dB.
11
Kapitola 4
Návrh balančnı́ho budicı́ho stupně
4.1
Postup návrhu podmı́něně stabilnı́ho zesilovače [1]
1. Řešı́ se v rovině ΓL , viz obrázek 4.1. Do této roviny je třeba vynést kružnici stability
(SCIR2). Kružnice stability dělı́ rovinu ΓL na část stabilnı́ a na část nestabilnı́. Pro
alespoň podmı́něnou stabilitu je nutné zvolit takový koeficient odrazu zátěže ΓLz ,
který bude ležet ve stabilnı́ oblasti.
Obrázek 4.1: Kružnice stability SCIR2 a kružnice konstantnı́ho výkonového zisku GPC MAX
v rovině ΓL
2. Dále je potřeba vypočı́tat Gms . Provoznı́ zisk zesilovače přitom musı́ být o několik dB
nižšı́. Pro optimalizaci volby ΓLz je vhodné do stejného grafu jako kružnici stability
v rovině ΓL vynést i kružnici konstantnı́ho výkonového zisku (GPC MAX).
3. Pro zvolené ΓLz je nutné určit odpovı́dajı́cı́ hodnotu Γ1 a to dle vztahu
Γ1 = s11 +
12
s12 s21 ΓL
1 − s22 ΓL
(4.1)
4. Syntetizovat výstupnı́ přizpůsobovacı́ obvod tak, aby realizoval transformaci z Γ0 →
ΓLz .
5. Syntetizovat vstupnı́ přizpůsobovacı́ obvod tak, aby realizoval transformaci z Γ0 → Γ∗1 .
6. Pokud daný tranzistor má na svém vstupu impedanci ΓG = Γ∗1 a na svém výstupu
impedanci ΓLz , pak lze řı́ci, že výsledný zesilovač
• je podmı́něně stabilnı́ – při připojeném generátoru a zátěži stabilně zesiluje.
• má přenosový zisk menšı́ než Gms .
• je ideálně přizpůsobený alespoň na vstupu Γin → 0.
• má obecný (většinou značný) koeficient odrazu na výstupu.
13
4.2
Přizpůsobovacı́ obvody
Návrh širokopásmových přizpůsobovacı́ch obvodů je většinou realizován různými iteračnı́mi či optimalizačnı́mi metodami. V tomto přı́padě byly přizpůsobovacı́ obvody realizovány úzkopásmově jen na střednı́m kmitočtu návrhového pásma (f0 = 22 GHz). Následně
byla struktura optimalizována v programu AWR Microwave Office tak, aby bylo dosaženo co
nejlepšı́ch parametrů zesilovače a také konstantnı́ho zisku přes celé návrhové pásmo.
4.2.1
Vstupnı́ přizpůsobovacı́ obvod
Výsledné délky a šı́řky mikropáskových vedenı́ jsou uvedeny v tabulce 4.1. 3D pohled
na výsledný motiv přizpůsobovacı́ho obvodu je na obrázku 4.2.
Označenı́ mikropásku
Délka [mm]
Šı́řka [mm]
1
2
3
4
2, 533
0, 5426
1, 406
0, 3
1, 419
0, 2123
1, 366
0, 55
Tabulka 4.1: Optimalizované rozměry přizpůsobovacı́ho obvodu na vstupu tranzistoru
Obrázek 4.2: 3D náhled na výsledný motiv vstupnı́ho přizpůsobovacı́ho obvodu
4.2.2
Výstupnı́ přizpůsobovacı́ obvod
Výsledné délky a šı́řky mikropáskových vedenı́ jsou uvedeny v tabulce 4.2. 3D pohled
na výsledný motiv přizpůsobovacı́ho obvodu je na obrázku 4.3.
14
Označenı́ mikropásku
Délka [mm]
Šı́řka [mm]
1
2
3
3, 383
3, 15
0, 3
0, 6691
0, 2471
0, 55
Tabulka 4.2: Optimalizované rozměry přizpůsobovacı́ho obvodu na výstupu tranzistoru
Obrázek 4.3: 3D náhled na výsledný motiv výstupnı́ho přizpůsobovacı́ho obvodu
Obrázek 4.4: 3D náhled na výsledný motiv přizpůsobovacı́ch obvodů a kontaktů pro source
kontakty pouzdra tranzistoru
15
4.3
Napájecı́ obvody a stejnosměrné oddělenı́
Napájecı́ obvody musı́ být navrženy tak, aby navržený zesilovač ovlivňovaly co nejméně.
Proto se napájecı́ obvody navrhujı́ tak, že transformujı́ otevřený konec přes vedenı́ délky λg /2
znovu na otevřený konec. Toto poskytuje dostatečnou „průhlednost“ napájecı́ struktury pro
kmitočty blı́zko návrhovým. Napájecı́ obvody bývajı́ pro většı́ širokopásmovost sestaveny
z dvou úseků vedenı́ (vysokoimpedančnı́ a nı́zkoimpedančnı́) délky λg /4 a doprostřed (do
mı́sta virtuálnı́ho zkratu) se připojuje stejnosměrné napájenı́ s dalšı́mi SMD prvky pro stabilizaci obvodu na kmitočtech různých od návrhové frekvence. Toto je vhodné použı́t napřı́klad
v napájecı́m obvodu pro gate tranzistoru, kde tak můžeme potlačit nežádoucı́ potenciálnı́
nestability na nı́zkých kmitočtech vhodně zvolenými SMD rezistory.
Pro stejnosměrné oddělenı́ vstupů a výstupů celého zesilovače je zde použit interdigitálnı́
kapacitor [2]. Pro simulaci byl použit prvek MICAP1, který je vhodný pro návrh interdigitálnı́ch struktur s počty ramen 2 ≤ N ≤ 16. Tento model lze použı́t pro struktury, které nemajı́
skoky v šı́řce. Všechny parametry interdigitálnı́ho kapacitoru jsou v tabulce 4.3 a výsledný
motiv je na obrázku 4.5. Parametry navržené struktury jsou na obrázku 4.6.
Parametr
Hodnota
Šı́řka ramene
Šı́řka štěrbiny mezi rameny
Šı́řka štěrbiny na konci ramene
Délka překrývajı́cı́ch se ramen
Počet ramen
Šı́řka vstupnı́ho napájenı́
Šı́řka výstupnı́ho napájenı́
0, 1092mm
0, 1mm
0, 1mm
2.492mm
4
= wZ0
= wZ0
Tabulka 4.3: Optimalizované parametry interdigitálnı́ho kapacitoru pro stejnosměrné oddělenı́ napájecı́ch signálů
Obrázek 4.5: 3D náhled na výsledný motiv interdigitálnı́ho kapacitoru
Na výsledných průbězı́ch hodnot S-parametrů (obr. 4.6) lze vidět, že průchozı́ útlum
v celém návrhovém pásmu je roven 0, 23 dB a útlum odrazů na vstupu je přibližně 16 dB,
což jsou přijatelné parametry.
Dalšı́mi variantami pro stejnosměrné oddělenı́ by bylo použitı́ SMD kapacitoru nebo
16
Obrázek 4.6: Průběh S-parametrů pro model interdigitálnı́ho kapacitoru
tzv. parallel plate vedenı́. Všechny uvedené varianty budou mı́t přibližně stejný průchozı́
útlum, přičemž na kmitočtech nad 20 GHz se již stává realizace vertikálnı́ho pahýlu obtı́žnou
z důvodu použitých rozměrů.
4.3.1
Napájecı́ obvod pro gate
Napájecı́ obvod podle [3] sestává ze dvou čtvrtvlnných úseků vedenı́, které dohromady
transformujı́ otevřený konec na otevřený konec na návrhovém kmitočtu a blı́zko něj. Mezi
oba úseky vedenı́ je připojen dalšı́ vysokoimpedančnı́ pásek, ke kterému je připojen rezistor
R1 = 75Ω, který sloužı́ ke stabilizaci zesilovače mimo pracovnı́ frekvenci. Tento rezistor je
uzemněný přes kondenzátor 10nF. Rezistor R2 = 1kΩ zajišt’uje úplnou nezávislost zesilovače na impedanci připojené k napájecı́m svorkám pro napětı́ UGS . Schéma obvodu je na
obrázku 4.7a.
4.3.2
Napájecı́ obvod pro drain
U napájecı́ho obvodu pro drain nelze použı́t stejné zapojenı́ rezistoru jako u obvodu pro
gate, protože zde, na rozdı́l od napájecı́ho obvodu pro gate, protéká velký proud. Použit
je proto jen malý rezistor R1 = 1Ω, který nezpůsobı́ znatelné výkonové ztráty ani úbytek
napětı́. Jeho malá reálná složka impedance pomáhá zlepšit stabilitu zesilovače na nı́zkých
frekvencı́ch.
17
(a) gate
(b) drain
Obrázek 4.7: Schéma napájecı́ch obvodů
Parametr
Délka mikropásku 1
Šı́řka mikropásku 1 (100Ω)
Délka mikropásku 2
Šı́řka mikropásku 2 (30Ω)
Délka mikropásku 3
Šı́řka mikropásku 3
Hodnota rezistoru R1
Hodnota rezistoru R2
Hodnota kondenzátoru C
Hodnota (gate)
Hodnota (drain)
2, 647mm
0, 196mm
2, 359mm
1, 518mm
≈ 3mm
0, 196mm
75Ω
1kΩ
10nF
2, 647mm
0, 196mm
2, 359mm
1, 518mm
≈ 3mm
0, 196mm
1Ω
–
10nF
Tabulka 4.4: Parametry a rozměry součástek v napájecı́ch obvodech
18
4.4
Wilkinsonovy děliče (slučovače) výkonu
Děliče výkonu jsou nezbytnou součástı́ balančnı́ch zesilovačů. Podle [2] máme na výběr
z několika druhů děličů a slučovačů výkonu. Pro návrhové kmitočty a použitý substrát
nicméně připadá v úvahu pouze Wilkinsonův 3dB dělič (slučovač) výkonu. Při použitı́
kompenzovaného děliče výkonu [2] je možné ještě rozšı́řit použitelnou šı́řku pásma a zmenšit
impedančnı́ skok.
Pro tento návrh byl použit kompenzovaný dělič výkonu navržený podle vztahů z [2]
s délkami ramen 3/4λg . Tyto délky byly zvoleny z důvodu snadnějšı́ realizace na vyššı́ch
kmitočtech. Na kmitočtu 22 GHz je λg ≈ 2, 4mm, a tedy by bylo velmi obtı́žné navrhnout
ramena děliče tak, aby se rozdělené signály navzájem ovlivňovaly co nejméně. Vzdálenost
kontaktů použitého SMD rezistoru s rozměry pouzdra 0603 je ≈ 1, 1mm.
Délky všech použitých pásků byly následně optimalizovány tak, aby bylo dosaženo
co nejlepšı́ch hodnot izolace mezi výstupnı́mi branami (S32) a útlumu odrazů na vstupu.
Vypočtené průběhy S-parametrů pro navržený dělič jsou na obrázku 4.8a. 3D motiv je na
obrázku 4.8b
(a) Průběh S-parametrů pro navržený dělič výkonu
(b) Motiv navrženého děliče
Obrázek 4.8: Parametry navrženého děliče
Označenı́ mikropásku
Délka [mm]
Šı́řka [mm]
1 (≈ 42Ω)
2 (≈ 59, 5Ω)
3 (≈ 59, 5Ω)
4 (= 50Ω)
5 (= 50Ω)
2, 219
6, 996
6, 996
1, 955
1, 955
0, 9546
0, 5571
0, 5571
0, 7367
0, 7367
Tabulka 4.5: Optimalizované rozměry navrženého děliče
19
4.5
Výsledný návrh
Zesilovač byl navržen postupem popsaným výše. Vypočı́tané průběhy S-parametrů samotného zesilovače jsou na obrázcı́ch 4.9a a 4.9b. Balančnı́ struktura byla navržena s uvažovánı́m všech nedokonalostı́, všechny SMD součástky byly nahrazeny adekvátnı́mi modely
pro zahrnutı́ jejich parazitnı́ch kapacit a indukčnostı́. Vypočtené průběhy celého zesilovače
jsou na obrázcı́ch 4.9c a 4.9d. 3D pohled na motiv zesilovače je na obrázku 4.10. Fotografie
navrženého a zrealizovaného zesilovače je na obrázku 4.11.
4.5.1
Průběhy S-parametrů
(a) větev zesilovače, f = h0; 26i GHz
(b) větev zesilovače, f = h21; 24i GHz
(c) balančnı́ struktura, f = h0; 26i GHz
(d) balančnı́ struktura, f = h21; 23i GHz
Obrázek 4.9: Frekvenčnı́ závislost S-parametrů zesilovacı́ větve a balančnı́ struktury.
20
4.5.2
Seznam součástek
Typ
Označenı́
Tranzistor
SMD kapacitor 0603
SMD rezistor 0603
SMD rezistor 0603
SMD rezistor 0603
SMD rezistor 0603
EPA018A-70
C1
R1
R2
R3
Rwilk
Velikost
Počet
–
10nF
75Ω
1kΩ
1Ω
100Ω
2
3
2
2
1
2
Tabulka 4.6: Seznam použitých součástek v navrženém zesilovači
Obrázek 4.10: 3D pohled na motiv výsledného balančnı́ho zesilovače
Obrázek 4.11: Fotografie navrženého balančnı́ho zesilovače
21
4.6
Měřenı́ zesilovače
Měřicı́ souprava byla sestavena tak, jak je schématicky naznačeno na obrázku č. 4.12.
Při skalárnı́m měřenı́ na skalárnı́m analyzátoru Hewlett Packard byl použit měřicı́ můstek
HP85027D a VF sonda HP 85025D. Naměřená data jsou na obrázku č. 4.13.
Obrázek 4.12: Schéma měřicı́ soustavy při měřenı́ navrženého balančnı́ho zesilovače
S21 (dB)
S11 (dB)
21G
23G
+10 dB
0 dB
-10 dB
-20 dB
-30 dB
-40 dB
-50 dB
10
11,6
13,2
14,8
16,4
18
19,6
21,2
22,8
24,4
26 GHz
Obrázek 4.13: Naměřená data navrženého balančnı́ho zesilovače
Naměřená data nejsou přı́liš ve shodě s vypočtenými teoretickými hodnotami zı́skanými
v rámci předchozı́ho projektu. Zejména degradaci zisku zesilovače o vı́ce než 3 dB v celém
pásmu lze brát jako nejvážnějšı́ nedostatek. Ta mohla být způsobena hned několika důvody.
Wilkinsonův dělič a přizpůsobovacı́ obvody nebyly simulovány v 3D simulátoru EM pole a
proto nemohly být výsledky z programu AWR Microwave Office porovnány s jiným zdrojem
teoretických výsledků. Dalšı́m problémem může být také použitı́ atypických Wilkinsonových
děličů s délkami ramen 43 λ. Nelze také zanedbat vyzařovánı́ konektorů a realizovaných
diskontinuit v rámci přizpůsobovacı́ch obvodů.
Dá se řı́ci, že na vyššı́ch kmitočtech se již nelze při návrhu spolehnout na data vypočtená
obvodovým simulátorem a je nutné využı́t různé simulátory EM polı́.
22
Kapitola 5
Návrh budicı́ho stupně
5.1
Prvnı́ vývojová verze
Prvnı́ vývojová verze byla navržena s použitı́m změřených malosignálových S-parametrů
(viz obrázek 3.2). Měřicı́ souprava byla sestavena tak, jak je schématicky naznačeno na obrázku č. 5.1. Naměřená data v porovnánı́ se simulacemi jsou na obrázku 5.2. Přizpůsobovacı́
obvody byly navrženy pomocı́ iteračnı́ho algoritmu pro návrh širokopásmového přizpůsobenı́, který je popsán v [1] na straně 36.
Obrázek 5.1: Schéma měřicı́ soustavy při měřenı́ prvnı́ vývojové verze výsledného zesilovače
Naměřená data nejsou přı́liš ve shodě se simulacemi, což mohlo být způsobeno napřı́klad
nepřesnostmi při realizaci. Degradaci parametrů navrženého zesilovače mohlo způsobit použitı́ interdigitálnı́ho kapacitoru, který je obtı́žné přesně vyleptat. Dalšı́ nepřesnosti mohly
být způsobeny strukturou přizpůsobovacı́ch obvodů, která nebyla simulována v simulátoru EM pole, ale pouze v obvodovém simulátoru AWR Microwave Office , který na vyššı́ch
frekvencı́ch nemusı́ být dostatečně přesný.
5.2
Druhá vývojová verze
Verze č. 2 byla navržena s použitı́m velkosignálového modelu „Curtice Cubic“ dodávaného výrobcem v [7]. Měřicı́ souprava byla sestavena tak, jak je schématicky naznačeno
23
S21 (dB)
S11 (dB)
21G
23G
+10 dB
0 dB
-10 dB
-20 dB
-30 dB
-40 dB
-50 dB
10
11,6
13,2
14,8
16,4
18
19,6
21,2
22,8
24,4
26 GHz
(a) Naměřená data
(b) Simulovaná data v programu AWR Microwave Office
Obrázek 5.2: S-parametry prvnı́ vývojové verze zesilovače
na obrázku č. 5.1. Naměřená data v porovnánı́ se simulacemi jsou na obrázku 5.3. Přizpůsobovacı́ obvody byly navrženy, stejně jako v prvnı́ verzi, iteračnı́m algoritmem pro
návrh širokopásmových přizpůsobovacı́ch obvodů. V této verzi byly napájecı́ filtry pro stejnosměrné předpětı́ tranzistoru připojeny až za přizpůsobovacı́ obvody. Také byly poprvé
použity SMD kapacitory 545L od firmy American Technical Ceramics [8] pro stejnosměrné
oddělenı́ napájecı́ch napětı́. Tyto širokopásmové SMD kondenzátory majı́ velmi nı́zké ztráty
a velmi vhodné vlastnosti.
S21 (dB)
S11 (dB)
21G
23G
+10 dB
0 dB
-10 dB
-20 dB
-30 dB
-40 dB
-50 dB
10
11,6
13,2
14,8
16,4
18
19,6
21,2
(a) Naměřená data
22,8
24,4
26 GHz
(b) Simulovaná data v programu AWR Microwave Office
Obrázek 5.3: S-parametry druhé vývojové verze zesilovače
Naměřená data opět nejsou přı́liš ve shodě se simulacemi, což mohlo být tentokrát způsobeno zejména nesprávným použitı́m velkosignálového modelu dodávaného výrobcem. Je
nutno dodat, že naměřená data z obrázku 5.3 byly zı́skány v malosignálovém režimu.
24
5.3
Třetı́ vývojová verze
Ve třetı́ verzi byly, stejně jako ve druhé, použity SMD kapacitory 545L. Měřicı́ souprava
byla sestavena tak, jak je schématicky naznačeno na obrázku č. 5.1. Naměřená data v porovnánı́ se simulacemi jsou na obrázku 5.4. Tato verze byla navržena s použitı́m změřených
malosignálových S-parametrů (viz obrázek 3.2). Poprvé byly také přizpůsobovacı́ obvody
upravovány s pomocı́ výsledků simulacı́ z 3D simulátoru elektromagnetického pole AXIEM,
který je součástı́ programu AWR Microwave Office .
S21 (dB)
S11 (dB)
21G
23G
+10 dB
0 dB
-10 dB
-20 dB
-30 dB
-40 dB
-50 dB
10
11,6
13,2
14,8
16,4
18
19,6
21,2
22,8
24,4
26 GHz
(a) Naměřená data na SkA
(b) Naměřená data na VNA
(c) Simulovaná data v programu AWR Microwave Office
Obrázek 5.4: S-parametry třetı́ vývojové verze zesilovače
5.4
Čtvrtá vývojová verze
Verze čtvrtá byla několika změnami od třetı́ verze upravena, zejména použitı́m interdigitálnı́ch kapacitorů mı́sto SMD kondenzátoru pro stejnosměrné oddělenı́ napájecı́ch napětı́.
Interdigitálnı́ kapacitory použité v této verzi byly navrženy s pomocı́ výsledků simulacı́ ze
simulátoru elektromagnetického pole. Měřicı́ souprava byla sestavena tak, jak je schématicky
naznačeno na obrázku č. 5.1. Naměřená data v porovnánı́ se simulacemi jsou na obrázku 5.6.
Jak je vidět z naměřených dat, vlastnosti zesilovače se neshodujı́ se simulacı́.
25
Obrázek 5.5: Fotografie navrženého zesilovače (verze č. 3)
S21 (dB)
S11 (dB)
21G
23G
+10 dB
0 dB
-10 dB
-20 dB
-30 dB
-40 dB
-50 dB
10
11,6
13,2
14,8
16,4
18
19,6
21,2
22,8
(a) Naměřená data
24,4
26 GHz
(b) Simulovaná data v programu AWR Microwave Office
Obrázek 5.6: S-parametry čtvrté vývojové verze zesilovače
Špatné vlastnosti zesilovače mohou být způsobeny nepřesnostmi, které vznikly při realizaci zesilovače, jelikož kvalita interdigitálnı́ho kapacitoru je velmi náchylná na přesnost
vyleptaného motivu, která je v použı́vaných podmı́nkách těžko zaručitelná.
5.5
Pátá vývojová verze
Pátá verze budicı́ho stupně byla navržena s použitı́m změřených malosignálových Sparametrů (viz obrázek 3.2). Přizpůsobovacı́ obvody byly navrženy pomocı́ optimalizačnı́ch
algoritmů. Tento zesilovač byl nejdřı́ve navrhován pouze jako nebalančnı́. Nakonec byl
26
z časových důvodů navržen v balančnı́ struktuře, aby byla ověřena správnost postupu při
návrhů balančnı́ho zesilovače.
S21 (dB)
S11 (dB)
S22 (dB)
21G
23G
+10 dB
0 dB
-10 dB
-20 dB
-30 dB
-40 dB
-50 dB
10
11,6
13,2
14,8
16,4
18
19,6
21,2
(a) Naměřená data
22,8
24,4
26 GHz
(b) Simulovaná data v programu AWR Microwave Office
Obrázek 5.7: S-parametry páté vývojové verze zesilovače
Naměřená data v porovnánı́ se simulacemi jsou na obrázku 5.7. Jak je vidět, naměřená
data jsou již v dobré shodě s předpokládanými průběhy. Průběh zisku navrženého zesilovače
je o jednotky dB nı́že než bylo vypočteno v programu AWR Microwave Office . To může být
způsobeno určitými nepřesnostmi při výrobě, přı́padně špatným uchycenı́m tranzistoru na
mikropáskové kontaktnı́ plochy. Přizpůsobenı́ zesilovače se také pohybuje v přijatelných
mezı́ch a nenı́ dramaticky odlišné od simulacı́. Fotografie realizovaného zesilovače je na
obrázku 5.8.
Tato verze byla použita jako budicı́ stupeň dvoustupňového zesilovače, který je rozebrán dále. Vzhledem k obecným charakteristikám generovaného výkonu polovodičovými
mikrovlnnými zesilovači je také vhodné, že změřený zisk budicı́ho stupně má lehce rostoucı́
průběh s frekvencı́, což může kompenzovat nevyrovnaný průběh zisku koncového stupně.
Obrázek 5.8: Fotografie navrženého zesilovače (verze č. 5)
27
Kapitola 6
Návrh koncového stupně
6.1
Postup návrhu koncového zesilovacı́ho stupně
Jako výchozı́ návrh byl použit zesilovač navržený dřı́ve (verze č. 3). Bylo ověřeno chovánı́
tohoto zesilovače při zatı́ženı́ vstupnı́m výkonem v rozmezı́ 8, 67 ∼ 11, 33 dBm. K buzenı́ byl
použit syntetizovaný signálový generátor od firmy Agilent a pro měřenı́ výkonu na základnı́
harmonické byl použit spektrálnı́ analyzátor Hewlett Packard. Schéma měřicı́ soustavy a
použité přı́stroje jsou na obrázku č. 6.1.
Obrázek 6.1: Schéma měřicı́ soustavy při zatı́ženı́ navrženého zesilovače (verze č. 3) vysokým
vstupnı́m výkonem
Bylo ověřeno chovánı́ navrženého zesilovače a změřen jeho zisk při buzenı́ různým vstupnı́m výkonem na třech různých frekvencı́ch. Naměřené výsledky jsou uvedeny v tabulce 6.1.
Spektrálnı́ analyzátor byl nastaven tak, že kmitočtový SPAN = 500 MHz, RBW = 1 MHz
a VBW = 1 MHz. Výstupnı́ výkon generátoru byl nastaven tak, aby byly kompenzovány
ztráty konektorů a kabelů před DUT, udávaný vstupnı́ výkon je tedy v rovině vstupnı́ho
konektoru DUT.
28
Výstupnı́ výkon [dBm] změřený na frekvenci
21 GHz 22 GHz 23 GHz
Pin = 8, 67 dBm
Pin = 10, 17 dBm
Pin = 11, 33 dBm
14, 67
15, 17
15, 5
13, 17
14, 5
14, 83
12, 83
13, 83
14, 17
Tabulka 6.1: Naměřený výstupnı́ výkon zesilovače bez připojeného mikrovlnného tuneru
6.2
Použitı́ mikrovlnných tunerů
Mikrovlnné tunery MT983A01 od firmy Maury Microwave Corporation [9] poskytujı́
možnost vytvořit jakýkoliv odraz v rozmezı́ amplitudy Γ = 0 ∼ 0, 81 a s libovolnou fázı́. S těmito možnostmi lze mikrovlnný tuner použı́t pro load-pull měřenı́. Před samotným měřenı́m
je nutné všechny použité tunery zkalibrovat pomocı́ dostupného programového vybavenı́
dodávaného výrobcem1 . Postup kalibrace je detailně popsán v [4], proto nebude podrobně
rozebı́rán v této práci.
Schéma zapojenı́ při kalibraci mikrovlnného tuneru je popsáno na obrázku 6.2. Tuner byl
zkalibrován na třech frekvencı́ch – 21, 22 a 23 GHz. Kalibrace byla provedena pro amplitudy
činitele odrazu do ΓL = 0, 8.
Obrázek 6.2: Schéma měřicı́ soustavy při kalibraci mikrovlnného tuneru MT983A01
Po kalibraci bylo k dispozici přibližně 500 bodů rovnoměrně rozloženo ve Smithově
diagramu. Kliknutı́m na jakýkoliv bod byl mikrovlnný tuner přeladěn na požadovanou
hodnotu činitele odrazu (resp. vstupnı́ impedance).
6.3
Měřenı́ load-pull metodou
Cı́lem load-pull techniky je dosáhnout na výstupu zesilovače hodnotu výstupnı́ho výkonu
blı́zkou bodu jedno-decibelové komprese P−1dB , jejı́ typická hodnota pro použitý tranzistor
je rovna 20 dBm na frekvenci 18 GHz.
1
ATS v5.00 AUTOMATED TUNER SYSTEM SOFTWARE
29
Obrázek 6.3: Fotografie pracoviště během kalibrace mikrovlnného tuneru MT983A01
Obrázek 6.4: Schéma měřicı́ soustavy měřenı́ navrženého zesilovače load-pull technikou
Schéma zapojenı́ při load-pull měřenı́ je na obrázku 6.4. Měřenı́ proběhlo na třech frekvencı́ch. Nejdřı́ve byla sestava zkalibrována tak, aby byl měřený objekt vybuzen přesně definovaným signálem o známém výkonu. Při kalibraci byl měřený zesilovač připojen přı́mo ke
spektrálnı́mu analyzátoru a mikrovlnný tuner byl nahrazen SMA spojkou, změřený výkon
byl zaznamenán. Poté byl připojen mikrovlnný tuner a ten byl inicializován, tzn. obě jeho
sondy nastaveny do maximálnı́ pozice, což znamená, že jeho průchozı́ útlum je v tomto
stavu dle katalogu typicky 0, 6 dB. Na generátoru byl změřen výstupnı́ výkon s inicializovaným tunerem, z těchto dat lze již spočı́tat přesnou hodnotu ztrát způsobených mikrovlnným
tunerem a jednou SMA spojkou.
Vzhledem k tomu, že měřený zesilovač má různý zisk a činitel odrazu na měřených
30
Výstupnı́ výkon [dBm] změřený na frekvenci
21 GHz 22 GHz 23 GHz
Pin = 8, 67 dBm
Pin = 10, 17 dBm
Pin = 11, 33 dBm
15, 5
15, 87
16, 1
14, 7
15, 67
16, 08
14, 5
15, 0
15, 9
Tabulka 6.2: Naměřený výstupnı́ výkon při load-pull měřenı́
frekvencı́ch, bylo měřeno na několika výkonových úrovnı́ch.
6.3.1
Naměřená data
Naměřená data z load-pull měřenı́ jsou v tabulce 6.2.
Obrázek 6.5: Schéma měřicı́ soustavy při měřenı́ zesilovače load-pull technikou
6.3.2
Transformace zı́skaných dat
Aby byla naměřená data použitelná při návrhu konkrétnı́ mikropáskové struktury, je
nutné je transformovat z roviny, ve které byl mikrovlnný tuner kalibrován, do mikropáskové struktury. V praxi to znamená vhodně zkalibrovat vektorový analyzátor s kalibrem
na mikropáskovém vedenı́ se stejným substrátem, který je použit pro návrh zesilovače.
Poté k VNA připojı́me mikropáskový THRU kalibr a za něj vstup mikrovlnného tuneru.
Z důvodu minimalizace chyby je vhodné na výstup tuneru připojit i spektrálnı́ analyzátor
použitý při load-pull měřenı́, jelikož jeho vstup nemusı́ mı́t impedanci naprosto přesně 50Ω a
přı́padné odrazy by se projevily jako chyba při měřenı́ S11 tuneru. Celé schéma měřenı́ je na
obrázku 6.5.
Na obrázku 6.8 je znázorněn přepočet naměřených dat. Kalibrace VNA byla pouze jednoportová pro měřenı́ odrazů na portu 1. Jelikož byl kalibračnı́ mikropásek dlouhý 50mm a
referenčnı́ rovina byla uprostřed, tak to znamená, že změřená data jsou ve vzdálenosti 25mm
31
Obrázek 6.6: Fotografie pracoviště během měřenı́ zesilovače load-pull technikou
od výstupnı́ho konektoru kalibračnı́ mikropáskové spojky (viz obr. 6.9). Délka substrátu navrhovaného zesilovače je také rovna 25mm, z čehož vyplývá, že musı́me provést dodatečnou
korekci a data transformovaná do referenčnı́ roviny 1 posunout bezprostředně před výstupnı́
konektor zesilovače do referenčnı́ roviny 2. Ted’ již lze zjistit, jakou velkosignálovou impedanci
chtěl tranzistor mı́t na svém výstupu a optimalizovat strukturu přizpůsobovacı́ch obvodů.
32
17
16,5
16,5
16
16
15,5
15,5
P_out [dBm]
P_out [dBm]
17
15
14,5
14
15
14,5
14
13,5
13,5
13
13
12,5
12,5
12
12
8
9
10
11
12
8
9
P_in [dBm]
f = 21 GHz P_out [dBm]
f = 21 GHz P_t [dBm]
f = 22 GHz P_out [dBm]
f = 22 GHz P_t [dBm]
f = 23 GHz P_out [dBm]
f = 23 GHz P_t [dBm]
8
8
7
7
6
6
5
5
4
4
3
3
2
2
1
1
0
0
9
10
12
(b) Přenos po provedenı́ load-pull měřenı́ a
zı́skánı́ optimálnı́ho činitele odrazu
G_t [dB]
G [dB]
11
P_in [dBm]
(a) Přenos bez připojeného tuneru
8
10
11
8
12
9
10
11
P_in [dBm]
P_in [dBm]
f = 21 GHz G [dB]
f = 21 GHz G_t [dB]
f = 22 GHz G [dB]
f = 22 GHz G_t [dB]
f = 23 GHz G [dB]
f = 23 GHz G_t [dB]
(c) Zisk bez připojeného tuneru
12
(d) Zisk po provedenı́ load-pull měřenı́ a zı́skánı́ optimálnı́ho činitele odrazu
Obrázek 6.7: Přenosové charakteristiky DUT a vypočtený zisk
33
23GHz
22GHz
22GHz
21GHz
21GHz
23GHz
(a) Zkalibrované činitele odrazu, které tuner
vytvářel na svém vstupnı́m konektoru
(b) Transformovaná data do definované roviny na mikropáskovém substrátu
Obrázek 6.8: Smithův diagram s vyznačenými body impedance
Obrázek 6.9: Schéma referenčnı́ch rovin při měřenı́ činitele odrazu mikrovlnného tuneru
34
6.4
Návrh upraveného zesilovače
Z naměřených a přepočtených dat vyplývá, že je nutné upravit přizpůsobenı́ zesilovače.
Způsobů, kterými toho lze docı́lit, je vı́ce. Nicméně cı́lem je upravit obvody na výstupu zesilovače tak, aby činitel odrazu S11 upravené struktury zakončené bezodrazově, byl stejný jako
činitel odrazu S11 struktury původnı́ho přizpůsobovacı́ho obvodu zakončeného napřı́klad
prvkem LTUNER. Tento blok představuje virtuálnı́ mikrovlnný tuner a realizuje na svém
vstupu odrazy změřené a přepočtené do správné roviny.
Lépe lze tuto myšlenku pochopit ze schématu na obrázku 6.10. V ideálnı́m přı́padě
bychom chtěli docı́lit, aby platilo Γ1 = Γ2 v celém frekvenčnı́m pásmu. Obyčejně je nutné se
zabývat pouze kmitočty, které jsou v návrhovém pásmu, konkrétně tedy 21 až 23 GHz.
Obrázek 6.10: Princip úpravy velkosignálových přizpůsobovacı́ch obvodů dle naměřených
dat
6.4.1
Prvnı́ varianta upraveného zesilovače
Přizpůsobovacı́ obvody navržené malosignálově podle změřených S-parametrů tranzistoru nejsou optimálnı́ pro funkci zesilovače v režimu velkého signálu. Prvnı́ variantou
úpravy měřeného návrhu je doplněnı́ malosignálového přizpůsobenı́ o dalšı́ přizpůsobovacı́
obvod, který změnı́ přizpůsobenı́ tranzistoru a dokáže realizovat požadovaný činitel odrazu.
Nevýhodou tohoto řešenı́ je přı́liš složitá výsledná struktura přizpůsobovacı́ch obvodů,
která je navı́c velmi rozměrná, což zvětšuje rozměry celého tranzistoru a tedy i vyzařovánı́
celé struktury zesilovače. Výhodou může být, že takto upravený zesilovač bude mı́t lépe
předvı́datelné chovánı́, jelikož existujı́cı́ malosignálové přizpůsobenı́ by zůstalo nezměněno.
Takto realizovaný motiv přizpůsobenı́ zesilovače je na obrázku 6.11.
35
Obrázek 6.11: Motiv navrženého velkosignálového přizpůsobenı́
6.4.2
Druhá varianta upraveného zesilovače
Druhá varianta úpravy návrhu spočı́vá ve změně existujı́cı́ho přizpůsobovacı́ho obvodu.
Toto řešenı́ v důsledku přinese podstatně jednoduššı́ strukturu a s tı́m i méně potenciálnı́ch
problému. Realizovaná úprava výstupnı́ho přizpůsobovacı́ho obvodu je na obrázku 6.12.
Průběh činitele odrazu navrženého přizpůsobenı́ je na obrázku 6.13. V tomto obrázku jsou
také vyneseny body, které představujı́ ideálnı́ hodnoty impedance (resp. činitele odrazu) na
frekvencı́ch 21, 22 a 23 GHz, které byly zı́skány při load-pull měřenı́. Simulace přizpůsobovacı́ho obvodu byla pro lepšı́ přesnost provedena v 3D simulátoru EM pole AXIEM. Je vidět,
že bylo dosaženo dobré shody a přizpůsobovacı́ obvod přibližně procházı́ požadovanými
body.
Obrázek 6.12: Motiv navrženého velkosignálového přizpůsobenı́
36
Obrázek 6.13: S11 navrženého přizpůsobenı́ na výstupu
6.5
Realizace a měřenı́ modifikovaného zesilovače
Zesilovač byl upraven vytvořenı́m úplně nové struktury výstupnı́ho přizpůsobovacı́ho
obvodu (viz obrázek 6.12). Realizovaný zesilovač byl změřen ve velkosignálovém režimu
způsobem, jaký je naznačen na obrázku 6.1, schéma měřenı́ bylo tedy podobné jako při
load-pull měřenı́. Fotografie realizovaného zesilovače je na obrázku 6.14.
6.5.1
Naměřená data
Byla změřena závislost výstupnı́ho výkonu na vstupnı́m výkonu – tedy přenosová charakteristika. Přenosové charakteristiky pro frekvence 21, 22 a 23 GHz jsou vyneseny na
obrázku 6.15. Kombinovaná přenosová 3D charakteristika a také závislost zisku zesilovače
na vstupnı́m výkonu jsou na obrázcı́ch 6.16a a 6.16b.
V tabulce 6.3 jsou uvedené body jedno-decibelové komprese výstupnı́ho výkonu zesilovače. Tyto hodnoty jsou pouze teoretické, skutečné hodnoty mohou být i lepšı́. Důvodem
je to, že za výstupem zesilovače bylo několik dalšı́ch komponent (výstupnı́ SMA konektor,
SMA redukce, SMA DC blok), které mohly způsobit dodatečné ztráty. Zisk v lineárnı́ oblasti zesilovače Glin byl změřen přesně, protože ztráty na redukcı́ch a dalšı́ch komponentách
mohly být zahrnuty do kalibrace.
37
Obrázek 6.14: Fotografie navrženého zesilovače (velkosignálová verze)
frekvence [GHz]
21
22
23
P−1dB [dBm]
Glin [dB]
16, 33
15, 83
14, 67
6, 8
6, 1
5, 6
Tabulka 6.3: Bod jedno-decibelové komprese vypočtený z naměřených dat
(a) 21 GHz
(b) 22 GHz
(c) 23 GHz
Obrázek 6.15: Přenosové charakteristiky velkosignálového zesilovače
38
(a) Výstupnı́ výkon zesilovače jako funkce vstupnı́ho výkonu a frekvence
(b) Zisk zesilovače jako funkce vstupnı́ho výkonu a frekvence
Obrázek 6.16: 3D zobrazenı́ naměřených dat
39
Kapitola 7
Návrh výsledného dvoustupňového
zesilovače
7.1
Postup návrhu a použité komponenty
Výsledný dvoustupňový zesilovač je sestaven z budicı́ho stupně, jehož návrh byl popsán v samostatné kapitole. Koncový stupeň byl navržen load-pull technikou a následně byl
upraven do balančnı́ struktury. Výsledný zesilovač je tvořen dvěma balančnı́mi strukturami,
přičemž maximálnı́ výstupnı́ výkon by měl být teoreticky o 3 dB vyššı́, než byl změřený
výstupnı́ výkon samostatného koncového zesilovače.
7.2
Stabilizátor napájecı́ch napětı́
Stabilizátor napájecı́ch napětı́, konkrétně jeho koncepce, byl převzat z [3]. Byl upraven
tak, aby byly zmenšeny rozměry výsledného motivu a také, aby bylo možno nastavit 4 různá
napětı́ Ugs , pro nastavenı́ pracovnı́ho bodu všech použitých tranzistorů. Schéma stabilizátoru
napájecı́ch napětı́ je na obrázku 7.1 a layout na obrázku 7.2.
7.2.1
Seznam součástek
Typ
Označenı́
SMD Dioda
Tantalový SMD0805 kapacitor
Stabilizátor
Nábojová pumpa
Rezistor SMD0805
Rezistor SMD0805
1N4148
CTS 10M/25V B
LM317T
ICL7662CBA
R0805 240R 1%
R0805 910R 1%
Velikost
Počet
–
10µF
–
–
240Ω
910Ω
2
5
1
1
1
1
Tabulka 7.1: Seznam použitých součástek v navrženém stabilizátoru
40
Obrázek 7.1: Schéma stabilizátoru napájecı́ch napětı́
Obrázek 7.2: Motiv stabilizátoru napájecı́ch napětı́
Realizovaný stabilizátor byl nejdřı́ve proměřen naprázdno, bez proudového odběru.
Napětı́ Uds je 5, 969V. Záporná napětı́ pro gate je možno regulovat trimrem od −0, 1 do −Uds .
7.3
Krabička a konektory
Krabička z pocı́novaného plechu byla vybrána s ohledem na výsledné rozměry zesilovače.
Jejı́ rozměry jsou 92 × 67 × 22mm. Do krabičky byly na jejı́ kratšı́ straně vyvrtány otvory pro
SMA konektory o průměru 2, 15mm. Průměr vnitřnı́ho vodiče použitého konektoru byl
přibližně 0, 65mm. Krabička byla také opatřena konektorem pro stejnosměrné napájenı́ pro
stabilizátor a zdroj záporného napětı́. SMA konektory byly zkráceny na nejkratšı́ možné
rozměry, aby bylo potlačeno vyzařovánı́ přechodu.
41
frekvence [GHz]
21
22
23
P−1dB [dBm]
Glin [dB]
16, 33
15, 17
16, 5
9, 8
12
12
Tabulka 7.2: Bod jedno-decibelové komprese vypočtený z naměřených dat
7.4
Naměřená data
S21 (dB)
S11 (dB)
S22 (dB)
21G
23G
+10 dB
0 dB
-10 dB
-20 dB
-30 dB
-40 dB
-50 dB
10
11,6
13,2
14,8
16,4
18
19,6
21,2
22,8
24,4
26 GHz
Obrázek 7.3: S-parametry finálnı́ho zesilovače
Byla změřena závislost výstupnı́ho výkonu na vstupnı́m výkonu – tedy přenosová charakteristika. Přenosové charakteristiky pro frekvence 21, 22 a 23 GHz jsou na obrázku 7.4.
Kombinovaná přenosová 3D charakteristika a také závislost zisku zesilovače na vstupnı́m
výkonu jsou na obrázcı́ch 7.5a a 7.5b. Byly také změřeny skalárnı́ S-parametry zesilovače na
skalárnı́m analyzátoru Hewlett Packard, viz obrázek 7.3.
V tabulce 7.2 jsou uvedené body jedno-decibelové komprese výstupnı́ho výkonu zesilovače. Tyto hodnoty jsou pouze teoretické, skutečné hodnoty mohou být i lepšı́. Důvodem
je to, že za výstupem zesilovače bylo několik dalšı́ch komponent (výstupnı́ SMA konektor,
SMA redukce, SMA DC blok), které mohly způsobit dodatečné ztráty. Zisk v lineárnı́ oblasti zesilovače Glin byl změřen přesně, protože ztráty na redukcı́ch a dalšı́ch komponentách
mohly být zahrnuty do kalibrace.
Naměřené S-parametry, které byly zı́skány při skalárnı́m měřenı́ se neshodujı́ s teoretickými předpoklady. Tato chyba je s největšı́ pravděpodobnostı́ dána konstrukčnı́ chybou,
která vznikla při kontaktovánı́ SMA konektorů na kovovou krabičku. Tato chyba je opravitelná, ale z časových důvodů nejsou v této pı́semné práci naměřená data opravené verze
zesilovače.
42
(a) 21 GHz
(b) 22 GHz
(c) 23 GHz
Obrázek 7.4: Přenosové charakteristiky výsledného zesilovače
(a) Výstupnı́ výkon zesilovače jako funkce vstupnı́ho výkonu a frekvence
(b) Zisk zesilovače jako funkce vstupnı́ho výkonu
a frekvence
Obrázek 7.5: 3D zobrazenı́ naměřených dat
43
7.5
Fotografie zesilovače
Obrázek 7.6: Fotografie stabilizátoru napájecı́ch napětı́
Obrázek 7.7: Fotografie dvoustupňového zesilovače v průběhu osazovánı́
Obrázek 7.8: Fotografie zrealizovaného dvoustupňového zesilovače
44
Kapitola 8
Závěr
8.1
Vyhodnocenı́ parametrů zesilovače a jejich srovnánı́ s požadavky v zadánı́
V rámci této diplomové práce se bohužel nepodařilo dosáhnout přizpůsobenı́ na obou
branách zesilovače v celém pracovnı́m pásmu lepšı́ než 10 dB. Přizpůsobenı́ bylo splněno
pouze na kmitočtu 22 GHz (RL ≈ 20 dB). Na krajı́ch navrhovaného pásma došlo při konstrukci zesilovače ke špatnému usazenı́ konektorů na krabičku a tato nepřesnost způsobila,
že na frekvencı́ch okolo 21 a 23 GHz je zesilovač značně nepřizpůsoben. Tento nedostatek
lze však opravit opětovným osazenı́m konektorů ke krabičce.
Byla splněna podmı́nka absolutnı́ stability celého zesilovače. Toho bylo docı́leno použitı́m
balančnı́ struktury, jejı́ž výhody byly popsány v teoretické části této zprávy.
Podmı́nka na dosaženı́ zisku G−1dB minimálně 13 dB nebyla splněna. Na střednı́m kmitočtu bylo dosaženo zisku zesilovače přibližně 12 dB, na krajı́ch pásma bylo dosaženo zisku
9, 8, resp. 12 dB. Vyššı́ho zisku by bylo dosaženo při použitı́ vı́ce než dvou stupňů v koncovém
návrhu. Tato varianta realizována nebyla.
Bylo změřeno, že bod jedno-decibelové komprese výkonu zesilovače se rovná 15, 17 dBm
na střednı́m kmitočtu 22 GHz. Na okraji pásma (21, 23 GHz) je tato hodnota rovna 16, 33,
resp. 16, 5 dBm. Vı́ce o naměřených datech je v sekci 7.4 na straně 42. Tato odchylka od
požadované hodnoty mohla být také způsobena chybou při montáži konektorů do krabičky
a nebylo ji možné z časových důvodů do této pı́semné práce zahrnout. Změřený výkon,
který zde byl uveden, by mohl být ve skutečnosti o několik desetin až jednotku dB vyššı́.
Za zesilovačem byla v měřicı́ trase zapojena SMA „male-male“ spojka, SMA redukce 3, 5
na 2, 92 a oddělovač stejnosměrného napájenı́ (DC blok). Útlum na těchto komponentech
změřen nebyl.
45
8.2
Dodatečné poznatky a námět na dalšı́ práci v této oblasti
Bylo ověřeno, že návrh výkonového zesilovače v pásmu vyššı́m než cca 18 GHz je relativně obtı́žná úloha. Pro návrh koncového stupně, kde použitý tranzistor pracuje v nelineárnı́m režimu, nelze použı́vat malosignálové S-parametry pro návrh výkonového zesilovače.
Neuspokojivé výsledky při vývoji různých verzı́ budicı́ho stupně mohly být způsobeny nepřesně změřenými S-parametry použitého tranzistoru. Schopnost přesněji zkalibrovat vektorový analyzátor na mikropáskovém substrátu, a tedy přesněji změřit S-parametry tranzistoru,
by byla výhodou při tomto návrhu.
Tento projekt otevřel dalšı́ možné cesty v návrhu zesilovačů v pásmu vyššı́m než 18 GHz.
Bylo ověřeno, že pomocı́ load-pull techniky lze navrhnout výkonový zesilovač. Dalšı́m krokem by mohlo být nalezenı́ vhodného tranzistorového modelu, který by umožnil navrhnout
zesilovač, bez nutnosti využı́t časově náročného load-pull měřenı́.
Dalšı́m otaznı́kem může být otázka užitečnosti katalogových dat, která poskytl výrobce
použitého tranzistoru. Parametry modelu Curtice Cubic [7] byly ověřeny při návrhu násobiče,
tedy silně nelineárnı́ho prvku, nicméně pro návrh zesilovače jsou tyto data bez dalšı́ch úprav
nevhodná. Katalogové S-parametry jsou v praxi naprosto nepoužitelné, protože výrobce
neuvádı́, na jakém mikrovlnném vedenı́ byl tranzistor měřen a kde byla referenčnı́ rovina
při vektorové kalibraci.
Zı́skat ověřený a opakovatelný způsob návrhu výkonových zesilovačů v pásmu vyššı́m
než 18 GHz se nepodařilo. Toto téma je však velmi slibné i pro dalšı́ práci.
46
Literatura
[1] HOFFMANN Karel, HUDEC Přemysl, SOKOL Vratislav – Aktivnı́ mikrovlnné obvody –
ČVUT v Praze, Fakulta elektrotechnická – Nakladatelstvı́ ČVUT 2009 – ISBN 978-80-0104226-7
[2] HOFFMANN Karel – Planárnı́ mikrovlnné obvody – ČVUT v Praze, Fakulta elektrotechnická – Nakladatelstvı́ ČVUT 2007 – ISBN 978-80-01-03705-8
[3] RANDUS Martin – Tranzistorový zesilovač 12–18 GHz – Diplomová práce – ČVUT v Praze,
Fakulta elektrotechnická, 2007
[4] ZELENÝ Jiřı́ – Tranzistorový oscilátor – load-pull technika – Diplomová práce – ČVUT
v Praze, Fakulta elektrotechnická, 2009
[5] Excelics – EPA018A-70 – Data sheet – Excelics Semiconductor, Inc., 2908 Scott Blvd., Santa
Clara, CA 95054 – [online] [cit. 2009/12/28] – Dostupné z http://www.excelics.
com/p018a70.pdf.
[6] Agilent Technologies – PNA Series Network Analyzers E8362A, E8363A, and E8364A, Technical Specifications – Agilent Technologies, Inc. 2004, 2006 – [online] [cit. 2009/12/28] – Dostupné z http://www.valuetronics.com/vt/assets/pdfs/HP_E8364A.pdf.
[7] Excelics – Large Signal Model Parameters for Curtice-Cubic Model For High Efficiency Heterojunction Power FETs – Excelics Semiconductor, Inc., 2908 Scott Blvd., Santa Clara, CA 95054
– [online] [cit. 2010/04/18] – Dostupné z http://www.excelics.com/lsmval.pdf.
[8] American Technical Ceramics – ATC Series 545L UBC Capacitor – American Technical
Ceramics, One Norden Lane, Huntington Station, NY 11746 – [online] [cit. 2010/04/18]
– Dostupné z http://www.atceramics.com/pdf/545l_series.pdf.
[9] Maury Microwave Corporation – 3.5mm AUTOMATED TUNERS 4.0 TO 26.5 GHz Series
MT983 – Maury Microwave Corporation, 2900 Inland Empire Blvd, Ontario, California
– [online] [cit. 2010/04/18] – Dostupné z http://www.maurymw.com/datasheets/
4T-075.pdf.
[10] Arlon Incorporated – CuClad Series – Data sheet – Arlon, Inc., 44 Wilby Avenue, Little Lever, Bolton, Lancaster BL31QE, United Kingdom – [online] [cit. 2009/12/28] – Dostupné
z http://www.arlon-med.com/Cuclad.pdf.
47
Přı́loha A
Motiv navržených zesilovacı́ch stupňů
Obrázek A.1: Motiv balančnı́ho zesilovače (1:1)
Obrázek A.2: Motiv prvnı́ verze budicı́ho stupně (1:1)
Obrázek A.3: Motiv druhé verze budicı́ho stupně (1:1)
48
Obrázek A.4: Motiv třetı́ verze budicı́ho stupně (1:1)
Obrázek A.5: Motiv čtvrté verze budicı́ho stupně (1:1)
Obrázek A.6: Motiv páté verze budicı́ho stupně (1:1)
Obrázek A.7: Motiv třetı́ velkosignálové verze koncového stupně (1:1)
49
Obrázek A.8: Motiv finálnı́ho dvoustupňového zesilovače (1:1)
Obrázek A.9: Motiv stabilizátoru napájecı́ch napětı́ (1:1)
50